50Ω Transmission Lines（50Ω 传输线）
要使微波设备与最大功率传输互连，关键是将设备的阻抗与传输线的阻抗相匹配。大多数微波器件都设计有 50Ω 的输入和输出阻抗。
选择功率分配器时要考虑的因素
功率分配器选型时要考虑的主要因素有：
1、插入损耗：功率合路器侧的插入损耗很关键;它直接从 SSPA 的可用功率中减去。在输入侧（功率分配器），损耗可以通过额外的增益来弥补，通常不被认为是一个重大问题。
2. 输出端口之间的隔离：端口之间的隔离会对每个端口的信号相位产生不同的影响。功率分配器侧和功率合路器侧的这个参数不一定相同。信号路径中产生的相位差会转化为输出端的额外损耗，从而对SSPA的可用功率产生负面影响。
3.功率分配器的尺寸：功率分配器拓扑有不同的空间要求。大多数电力潜水员使用各种配置的四分之一波传输线，这限制了空间效率。需要注意的是，SSPA中耗散的功率可能很大，并且不需要可用于散热的空间，这是设计的不利方面。
4.可用带宽：可用带宽不是确定的，它取决于系统要求以及当所有并联功率放大器模块组合在一起时，可接受的功率损耗是多少。通常，0.5 dB （≈10%） 的损耗与频率的关系是可以接受的。
5.功率处理能力：微带传输线的功率处理能力受到线路电阻、介电损耗和介电击穿引起的发热的限制。此外，任何电阻器端接都应能够承受可能从负载反射的峰值和平均功率[1]。
50欧姆（50Ω）被确立为微波系统的准标准，作为空气介质同轴电缆的最小损耗（77Ω）和最大功率处理能力（30Ω）之间的折衷方案。这些电缆在二战时期被广泛用于数千瓦的雷达发射机;见图 3.7
威尔金森功率分配器
设计50Ω阻抗传输线对于连接微波器件非常重要，但这并不是唯一的应用。特定长度的50Ω以外的传输线用于设计无源微波器件，
如功率分配器、变压器和滤波器。在设计这些器件时，长度通常表示
为波长 （λ） 的分数（即 λ/2、λ/8 等），其中波长是指为实现最佳操作而设计的频率。
使用不同阻抗的传输线的无源微波电路示例：威尔金森功率分配器
威尔金森功率分配器理想地将输入信号分成两个相同的输出（无损耗），每个输出的输出电平为输入信号电平（−3 dB）的一半。所有输入和输出端口都与输入和输出传输线的特征阻抗（Z0）匹配[8]。
这种无源微波器件通常直接蚀刻在微带衬底上，如图 3.8 所示。功率分配器在特定波长上需要不同的阻抗，其中波长与最佳性能的信号频率（f）有关。
归一化空气介质同轴电缆特性.
两向 Wilkinson 功率分配器
下图 所示的威尔金森功率分配器由连接在输入端口 1 的两条四分之一波传输线组成。每条传输线 TL1 和 TL2 的特征阻抗为 70.7Ω （ 2 ⋅ 50Ω = 70.7Ω），为输出 50Ω 负载供电。在两个输出之间放置一个100Ω电阻器，为传输线（TL1和TL2）为四分之一波长（λ/4）的带内偶数模和奇数模返回信号提供50Ω端接[2]。
由于器件的对称性，信号在大带宽上均匀地分相。威尔金森功率分配器的可用带宽可以是倍频程或更大，具体取决于应用。通常，带宽受到VSWR和端口之间的隔离限制[3]。
功率分配器结构由连接在输入端口 1 的两条四分之一波 （λ/4） 传输线组成。每条传输线的阻抗等于 2 ⋅ Z0，终止于输出端口 2 和 3。输出端口通过一个 2 ⋅ Z0 电阻连接在一起。端口 1 的输入以及端口 2 和 3 的两个相等输出分别与 Z0 匹配，在频率 （f） 时进行优化，等于电磁信号的速度 （v） 除以该信号的波长 （λ）。互连传输线（Z0）的特性阻抗典型值为50Ω （Z0 = 50Ω），其工作原理取决于端接在50Ω的每个输出。
威尔金森功率分配器。
在理想电源和负载条件下，功率分配器输出之间的 100Ω 电阻看不到任何信号或耗散任何功率。仿真中中心频率处的功率损耗是理论上的双向信号分裂（−3 dB）以及导体和衬底损耗。工作频带上的损耗是由导体（趋肤效应）、基板和 VSWR 的频率依赖性引起的（见图 14.4）。输出端的反射信号终止于源阻抗。额外的损耗是由路径差异和不同的负载 VSWR 造成的。
威尔金森功率分配器是一种双向设备，它可以用作功率合路器，端口 2 和 3 的输入以及端口 1 的组合输出 [9]。如果端口 2 和 3 的输入信号是相干的，具有匹配的输出阻抗 （Z0） 并且同相，则端口 1 的输出到特性负载阻抗 （Z0） 将是无损的（假设传输线无损）。
正交功率分配器
正交功率分配器和耦合器因其固有的将反射信号定向到隔离负载的特性而被广泛使用。这有效地使匹配不良的相同并联设备免受反射信号的影响。反射信号功率被引导到一个隔离端口，并在放置在该端口的50Ω负载中耗散。隔离端口不靠近信号端口，因此更容易在必要时实现高功率负载电阻。
在此示例中，设备带宽约为 15 GHz 至 19 GHz，受设备损耗增加的限制（S21 和 S31）。端口 2 和端口 3 之间的 90° 相位差在整个带宽内保持不变，通常在比本例中设置的 0.5dB 输出端口插入损耗更宽的带宽上保持正交。输出端口 2 和 3 之间的隔离与 S11 获得的结果相似，但未显示。请注意，在分支线正交耦合器的对称性上，分支线耦合器不是对称设计;因此，S21和S31的理论性能并不相同。
正交支线功率分配器的计算机仿真。
正交分支线路功率分配器
高阶同相（Wilkinson）功率分配器
设计高阶（N > 2）功率分配器的方法有很多种，每种技术都有不同的问题和难度顺序。一般来说，高阶分频器和合路器存在实际的配置问题，会降低使用二元（双向）分频器和合路器观察到的性能。
三分频威尔金森功率分配器
威尔金森三路功率分配器的一种形式如下图所示。在这种拓扑结构中，电阻器以三角形配置连接（即，每个电阻器都连接到一对传输线的末端）。实现这种三向威尔金森功率分配器的难点在于电阻（R1、R2和R3）不在同一平面上。从理论上讲，这不是问题，实际上电阻器相对于传输线的机械配置不相同，导致 VSWR 降低和端口之间的隔离。
下图显示了 Wilkinson 三向功率分配器中电阻器放置的另一种形式。
三端威尔金森功率分配器，带隔离电阻器，采用三角形配置。
在这种配置中，所有输出电阻都以星形配置[7]连接在一起，每个电阻都从四分之一波传输线末端的单个点发出。在这两种配置中，所有输出均同相，在宽带宽范围内表现良好。
三向威尔金森功率分配器的仿真示例
下图显示了 17GHz Wilkinson 三路功率分配器的仿真。仿真使用Δ电阻配置进行。从理论上讲，结果应该与恒星相同，但是实际上，Delta配置的性能通常更优越，因为非平面电阻器较少（平面配置更易于构建，并且通常导致较少的寄生效应）。
备用的三分端威尔金森功率分配器配置，
采用星形配置，带有隔离电阻器。
三路威尔金森功率分配器的仿真模型，
其中隔离电阻采用三角形配置。
三向威尔金森功率分配器的S11和S21幅度仿真结果。
高阶威尔金森功率分配器
如图所示，三向威尔金森功率分配器和合路器的分析可以扩展到N路功率分配器和合路器。当 N > 3 时，星形配置是实现设计的唯一实用方法，而最大化端口之间的隔离是关键设计参数
从输入端发出的每条传输线都针对阻抗 ZN 进行设计，其中：
功率分配器的每个输出都通过一个隔离电阻（R1、R2、...、RN）连接在一起。所有隔离电阻均设计为50Ω，等于器件输入和输出端的特性阻抗，Z0 = 50Ω。传输线长四分之一波长 （λ/4），其中 λ 是设计中心频率处的波长。该器件的输入和所有输出均设计为与特性阻抗 （Z0 = 50Ω） 匹配。随着 N 的增加，N 路功率分配器结构变得越来越不切实际。
- 机械结构限制：随着单个输入发出的线路数量的增加，使用良好的微波设计实践实现复杂的机械结构变得更加困难。
2.微带线设计限制：从输入端（ZN）发出的每条传输线的阻抗为ZN = N ⋅ Z0。随着传输线阻抗变大，传输线的宽度变小。实际的微带传输线阻抗通常限制在120Ω以下。
这有效地将实际最大 N 向微带 Wilkinson 分频器限制为 N = 5。请注意，在 N 路威尔金森分频器上，功率分配器是互易的，因此可以配置为功率分配器或功率合路器。
N-way 威尔金森功率分配器。
关于机械结构和微波设计的N的有效极限为：
50Ω Transmission Lines（50Ω 传输线）
要使微波设备与最大功率传输互连，关键是将设备的阻抗与传输线的阻抗相匹配。大多数微波器件都设计有 50Ω 的输入和输出阻抗。
选择功率分配器时要考虑的因素
功率分配器选型时要考虑的主要因素有：
1、插入损耗：功率合路器侧的插入损耗很关键;它直接从 SSPA 的可用功率中减去。在输入侧（功率分配器），损耗可以通过额外的增益来弥补，通常不被认为是一个重大问题。
2. 输出端口之间的隔离：端口之间的隔离会对每个端口的信号相位产生不同的影响。功率分配器侧和功率合路器侧的这个参数不一定相同。信号路径中产生的相位差会转化为输出端的额外损耗，从而对SSPA的可用功率产生负面影响。
3.功率分配器的尺寸：功率分配器拓扑有不同的空间要求。大多数电力潜水员使用各种配置的四分之一波传输线，这限制了空间效率。需要注意的是，SSPA中耗散的功率可能很大，并且不需要可用于散热的空间，这是设计的不利方面。
4.可用带宽：可用带宽不是确定的，它取决于系统要求以及当所有并联功率放大器模块组合在一起时，可接受的功率损耗是多少。通常，0.5 dB （≈10%） 的损耗与频率的关系是可以接受的。
5.功率处理能力：微带传输线的功率处理能力受到线路电阻、介电损耗和介电击穿引起的发热的限制。此外，任何电阻器端接都应能够承受可能从负载反射的峰值和平均功率[1]。
50欧姆（50Ω）被确立为微波系统的准标准，作为空气介质同轴电缆的最小损耗（77Ω）和最大功率处理能力（30Ω）之间的折衷方案。这些电缆在二战时期被广泛用于数千瓦的雷达发射机;见图 3.7
威尔金森功率分配器
设计50Ω阻抗传输线对于连接微波器件非常重要，但这并不是唯一的应用。特定长度的50Ω以外的传输线用于设计无源微波器件，
如功率分配器、变压器和滤波器。在设计这些器件时，长度通常表示
为波长 （λ） 的分数（即 λ/2、λ/8 等），其中波长是指为实现最佳操作而设计的频率。
使用不同阻抗的传输线的无源微波电路示例：威尔金森功率分配器
威尔金森功率分配器理想地将输入信号分成两个相同的输出（无损耗），每个输出的输出电平为输入信号电平（−3 dB）的一半。所有输入和输出端口都与输入和输出传输线的特征阻抗（Z0）匹配[8]。
这种无源微波器件通常直接蚀刻在微带衬底上，如图 3.8 所示。功率分配器在特定波长上需要不同的阻抗，其中波长与最佳性能的信号频率（f）有关。
归一化空气介质同轴电缆特性.
两向 Wilkinson 功率分配器
下图 所示的威尔金森功率分配器由连接在输入端口 1 的两条四分之一波传输线组成。每条传输线 TL1 和 TL2 的特征阻抗为 70.7Ω （ 2 ⋅ 50Ω = 70.7Ω），为输出 50Ω 负载供电。在两个输出之间放置一个100Ω电阻器，为传输线（TL1和TL2）为四分之一波长（λ/4）的带内偶数模和奇数模返回信号提供50Ω端接[2]。
由于器件的对称性，信号在大带宽上均匀地分相。威尔金森功率分配器的可用带宽可以是倍频程或更大，具体取决于应用。通常，带宽受到VSWR和端口之间的隔离限制[3]。
功率分配器结构由连接在输入端口 1 的两条四分之一波 （λ/4） 传输线组成。每条传输线的阻抗等于 2 ⋅ Z0，终止于输出端口 2 和 3。输出端口通过一个 2 ⋅ Z0 电阻连接在一起。端口 1 的输入以及端口 2 和 3 的两个相等输出分别与 Z0 匹配，在频率 （f） 时进行优化，等于电磁信号的速度 （v） 除以该信号的波长 （λ）。互连传输线（Z0）的特性阻抗典型值为50Ω （Z0 = 50Ω），其工作原理取决于端接在50Ω的每个输出。
威尔金森功率分配器。
在理想电源和负载条件下，功率分配器输出之间的 100Ω 电阻看不到任何信号或耗散任何功率。仿真中中心频率处的功率损耗是理论上的双向信号分裂（−3 dB）以及导体和衬底损耗。工作频带上的损耗是由导体（趋肤效应）、基板和 VSWR 的频率依赖性引起的（见图 14.4）。输出端的反射信号终止于源阻抗。额外的损耗是由路径差异和不同的负载 VSWR 造成的。
威尔金森功率分配器是一种双向设备，它可以用作功率合路器，端口 2 和 3 的输入以及端口 1 的组合输出 [9]。如果端口 2 和 3 的输入信号是相干的，具有匹配的输出阻抗 （Z0） 并且同相，则端口 1 的输出到特性负载阻抗 （Z0） 将是无损的（假设传输线无损）。
正交功率分配器
正交功率分配器和耦合器因其固有的将反射信号定向到隔离负载的特性而被广泛使用。这有效地使匹配不良的相同并联设备免受反射信号的影响。反射信号功率被引导到一个隔离端口，并在放置在该端口的50Ω负载中耗散。隔离端口不靠近信号端口，因此更容易在必要时实现高功率负载电阻。
在此示例中，设备带宽约为 15 GHz 至 19 GHz，受设备损耗增加的限制（S21 和 S31）。端口 2 和端口 3 之间的 90° 相位差在整个带宽内保持不变，通常在比本例中设置的 0.5dB 输出端口插入损耗更宽的带宽上保持正交。输出端口 2 和 3 之间的隔离与 S11 获得的结果相似，但未显示。请注意，在分支线正交耦合器的对称性上，分支线耦合器不是对称设计;因此，S21和S31的理论性能并不相同。
正交支线功率分配器的计算机仿真。
正交分支线路功率分配器
高阶同相（Wilkinson）功率分配器
设计高阶（N > 2）功率分配器的方法有很多种，每种技术都有不同的问题和难度顺序。一般来说，高阶分频器和合路器存在实际的配置问题，会降低使用二元（双向）分频器和合路器观察到的性能。
三分频威尔金森功率分配器
威尔金森三路功率分配器的一种形式如下图所示。在这种拓扑结构中，电阻器以三角形配置连接（即，每个电阻器都连接到一对传输线的末端）。实现这种三向威尔金森功率分配器的难点在于电阻（R1、R2和R3）不在同一平面上。从理论上讲，这不是问题，实际上电阻器相对于传输线的机械配置不相同，导致 VSWR 降低和端口之间的隔离。
下图显示了 Wilkinson 三向功率分配器中电阻器放置的另一种形式。
三端威尔金森功率分配器，带隔离电阻器，采用三角形配置。
在这种配置中，所有输出电阻都以星形配置[7]连接在一起，每个电阻都从四分之一波传输线末端的单个点发出。在这两种配置中，所有输出均同相，在宽带宽范围内表现良好。
三向威尔金森功率分配器的仿真示例
下图显示了 17GHz Wilkinson 三路功率分配器的仿真。仿真使用Δ电阻配置进行。从理论上讲，结果应该与恒星相同，但是实际上，Delta配置的性能通常更优越，因为非平面电阻器较少（平面配置更易于构建，并且通常导致较少的寄生效应）。
备用的三分端威尔金森功率分配器配置，
采用星形配置，带有隔离电阻器。
三路威尔金森功率分配器的仿真模型，
其中隔离电阻采用三角形配置。
三向威尔金森功率分配器的S11和S21幅度仿真结果。
高阶威尔金森功率分配器
如图所示，三向威尔金森功率分配器和合路器的分析可以扩展到N路功率分配器和合路器。当 N > 3 时，星形配置是实现设计的唯一实用方法，而最大化端口之间的隔离是关键设计参数
从输入端发出的每条传输线都针对阻抗 ZN 进行设计，其中：
功率分配器的每个输出都通过一个隔离电阻（R1、R2、...、RN）连接在一起。所有隔离电阻均设计为50Ω，等于器件输入和输出端的特性阻抗，Z0 = 50Ω。传输线长四分之一波长 （λ/4），其中 λ 是设计中心频率处的波长。该器件的输入和所有输出均设计为与特性阻抗 （Z0 = 50Ω） 匹配。随着 N 的增加，N 路功率分配器结构变得越来越不切实际。
- 机械结构限制：随着单个输入发出的线路数量的增加，使用良好的微波设计实践实现复杂的机械结构变得更加困难。
2.微带线设计限制：从输入端（ZN）发出的每条传输线的阻抗为ZN = N ⋅ Z0。随着传输线阻抗变大，传输线的宽度变小。实际的微带传输线阻抗通常限制在120Ω以下。
这有效地将实际最大 N 向微带 Wilkinson 分频器限制为 N = 5。请注意，在 N 路威尔金森分频器上，功率分配器是互易的，因此可以配置为功率分配器或功率合路器。
N-way 威尔金森功率分配器。
关于机械结构和微波设计的N的有效极限为：
本帖最后由 btty038 于 2024-9-14 22:51 编辑
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