如何探测复合调制的光信号

前一章说明了复杂光调制方案对发射机体系结构的影响。接收机方面也需要新概念，这并不足为奇。参考文章：满足各种需求的光发射机

在 OOK 中，可以通过光电二极管轻松检测信号，光电二极管将光功率转换为电流 IPhoto。光电二极管生成的光电流 IPhoto 与光信号 S 及共轭复数 S* 的乘积直接成正比。图 1 的公式显示，运算结果仅包含幅度 AS，IPhoto 不会提供关于角频率 ωs 和相位 Фs 的任何信息。因此，右侧时域图的 QPSK 信号无法明确地与左侧 IQ 图直接映射。唯一能够确定的是，下方通过“零”的曲线表示 4 个星座点的对角转换，而中间的曲线表示外转换。通过“1” 的平坦信号表示相位不变的情况，意味着符号后面紧跟的是同一个符号。

图 1. 应用直接探测方法时，光电流 I Photo 仅提供光幅度信息。

为了明确识别符号转换，我们需要采用更为复杂的方法，以检测包括相位信息在内的完整电场。

如何检测光信号的相位？

当代光纤通信系统的工作波长接近红外光波，典型波长为 1550 nm，对应的频率为接近200 THz，这无疑增加了光信号探测的复杂程度。并且，电场的时间和空间变化速度远高于幅度，现有 MHz 至 GHz 工作频率的电子设备根本无法满足任务要求。

可以使用本地振荡器

解决这两个问题的关键在于不要测量绝对相位而是测量相对于已知参考信号的相位。

图 2 所示为一个基本的信号探测设置，生成参考信号 R 的理想单色激光源通常称为 “本地振荡器”。

图 2. 将信号 S 与参考信号 R 混合，可以测量相位差。与不同参考信号混合的 QPSK 信号。 注意 ：我们只能检测相位差，频率差表现为线性相位随时间发生的变化。

应用光合成器叠加关注的信号 S 和参考信号 R，然后使用光电二极管探测叠加信号。 IPhoto 与两个信号之和 (R+S) 及其复共轭 (R+S)* 的乘积成正比。图 34 中的等式表明，结果的相位差为 ΔФ = ФS – ФR，频率差为 Δω = ωS – ωR。现在，从 ΔФ 可以推导出 ФS 随时间的演变。

选择接近 ωS 的参考频率 ωR，如此一来，Δω 就足够小，可以通过电子方式进行处理。

相位相关项称为外差项或拍频项，是两个信号混合或“拍频”的结果。

公式中还包括一个平方幅度项，该项只对相位进行调制且幅度保持不变，也就是 QPSK调制的情况下，不会产生任何影响。

图 2下方是无参考信号时的结果视图。如前所述，视图仅包含 AS2 项。

如果添加的参考信号大于信号本身，拍频项会向上相移 AR2。仅计算无相移的拍频项较为简单。

使用平衡接收机抑制与相位无关的项

如图 35 所示，可以使用平衡接收机来抑制所有其他与相位无关的项。待测信号 S 和参考 信号 R 在 2x2 光合成器（光纤或自由空间光耦合器）的一条支路叠加，并在另一条支路 相减。使用光电二极管探测生成的信号，并且应用两个光电流的差值。在图 3 给出的公式中，我们可以看到所有其他项都已抵消，只余下拍频项。

图 3. 使用平衡接收机时，只有拍频项仍然保持双倍强度。注意 ：平衡检测使得信号加倍并消除信号的 功率和参考，但我们仍然可以看到相位和幅度的乘积

平衡探测的另一项优势在于：净光电流将翻倍。

将这个概念带入 IQ 平面——IQ 解调器

为了恢复幅度和相位，相干接收机应当将同相 (I) 分量和正交 (Q) 分量作为两个单独的输出信号提供。为此，我们需要第二个平衡探测器。单个本地振荡器可为两者提供参考信号，但相移幅度必须为 π/2，才能获得 Q 分量。图 4 是一个用于 QPSK 信号的探测设置，称为“IQ 解调器”。

图 4. IQ 解调器可以提供两个同时包括幅度和相位信息的独立测量。注意 ：通过添加第二个平衡探测器， 我们可以进行两次独立的测量，其中包括我们现在可以恢复的信号幅度和相位

该设置仅适用于未偏分复用的相干信号。并且，相干信号仅混合具有相同检波器端偏振状态的本地振荡器信号分量。

将这一概念扩展到双偏振

在双偏振方面，解调器概念需要进一步发展。基本原则保持不变：在偏振分束器之后放置两个 IQ 解调器分别用于 x 偏振和 y 偏振。仅使用一个本地振荡器为所有分路提供参考信号。

参见图 5 中的方框图。有四个输出信号用来分辨 I 坐标和 Q 坐标，每个偏振方向分别对应一个信号。公式中的上标指数 h 和 v 表示信号相对于接收机偏振参考帧的水平和垂直偏振状态。偏分体系结构能够确保所有信号都与本地振荡器混合，无需考虑偏振输入状态。该结构因此得到了广泛应用，甚至包括未采用双偏振的信号。

图 5. 用于偏振分辨测量的 IQ 解调器

到目前为止，我们针对本地振荡器频率为 ωR（该频率不同于信号频率 ωS）的接收机进行了研究。此类接收机称为外差接收机。

在零差接收机中，本地振荡器的频率与载波信号相同。优势：上述各项不再与频率相关。

图 6 量化分析了零差接收机和外差接收机需要的电带宽。零差接收机中，本地振荡器与信号的频率相同，因此零差探测所需电带宽是信号光带宽的一半。外差接收机中，本地振荡器与信号间存在频偏，因此需要更宽的电带宽。

图 6. 相干探测需要的电带宽取决于信号与参考之间的频偏。

使用信号的时延副本作为参考——时延线干涉仪

要恢复相位信息，本地振荡器似乎不可或缺。我们也可以用信号自身的副本来覆盖信号。这样就能得到参考信号，其中 ωR = ωS。

也许有人会质疑该方法的效果，因为这样可能无法提供明确的相位信息。但是，自零差方法非常实用，因为它可以检测相位随时间的变化。因此，如果信号被分成两部分并且使用时延的信号副本作为参考信号来进行覆盖，那么可以获得相位变化信息。

该测量方法的优势在于，外部本地振荡器和载波激光频率波动（相比码率）速度较低导致的精度下降不会对测量产生影响。

此类接收机设置称为时延线干涉仪。图 7 是一个平衡时延线干涉仪，包括信号 S(t) 和时延了 T 的信号 S (t+T)。

图 7. 平衡时延线干涉仪

这个公式表明，结果取决于原始信号与其时延副本之间相位差的余弦。考虑到函数的周期性，我们只能确定 0 和 π 之间的相位差，以及信号延时 T 约为载波周期 2π/ωS 的整数倍。这些数据足以探测 BPSK 信号，但为了测量 QPSK 及更高阶调制方案的相位恢复时间，必须增加另外一个时延线干涉仪，这个干涉仪相对其他时延线干涉仪相移了π/2，以覆盖从 0 到 2π 的完整相位范围。

图 8 是添加了另一台时延线干涉仪用于接收两个独立 I 和 Q 分量的电路。单独测量 Q1 – Q2，同时 I1 – I2 保持不变。

图 8. 用于 QPSK 和更高阶调制制式大的扩展时延线干涉仪

时延线干涉仪与外差接收机类似，扩展后可用于偏振敏感型测量。

使用时延线干涉仪的话，则无需使用外部本地振荡器。因此，我们可以避免振荡器带来的相位噪声，所需处理的信号也更少。然而，该方法仍然存在不足，因此我们不得不选择外差接收机。

首先，在没有时钟数据恢复 (CDR) 功能的条件下使用时延线干涉仪测量相位随时间的变化，时延和采样周期需要明显低于符号周期，而当前极高的码率无疑会带来几乎不可能克服的挑战。另外，在测量低功率信号时，低功率参考信号和传输链路噪声累积会降低测量灵敏度。对于应用采样技术的设置，测量时间将延长，并且需要使用触发。最重要的是，零差接收机的灵活性较低。

到现在为止，我们针对时域检测技术专门进行了探讨。此外，可以对频谱进行检测，并通过傅里叶变换推导出时域信号。

频域探测

要通过频谱恢复一个复合调制信号，我们必须执行复合频谱测量，包括幅度和相位测量。

复合频谱分析仪能够通过色散元件分离不同的光频率分量，并完成复合频谱测量。应用多台检波器可以同时探测所有频段，也可以使用扫描窄带光滤波器和单台检波器完成顺序测量。

为了恢复相位和幅度信息，我们再次使用本地振荡器来提供参考信号。为了恢复两个分量，我们使用一台信号源来发射两个光频段的信号。

图 9 是完整的偏振解析复合频谱测量设置。

图 9. 偏振解析相干频率探测电路

频域探测的主要优势在于，该方法具有几乎无限的带宽，意味着无限的时间分辨率。 带宽取决于本地振荡器的扫描范围，因此我们可以借助外部可调谐空腔激光源实现 THz的带宽。另一项优势是无需使用高速接收机。

但是，频域检测也存在不足。

该方法仅适用于周期信号，因为周期信号可以生成所需的离散频谱峰值。另外，我们现在需要一个符号或码型时钟。时域信号精度与频谱分辨率直接相关，频谱分辨率决定可恢复的边带数目。受目前最高频谱分辨率的限制，码型长度在几十个符号以内。

综上所述，加上无法提供实时结果的不足，频域方法并不适用于网络接收机。事实上，这意味着测量时间会加长，测量设置和信号处理过程会变得复杂。

最后，频域方法会因平均方法消除所有的非周期效应。偏振模色散 (PMD) 同样如此， 且无法得到补偿。

如何选择？

自零差设置无需大量的信号处理工作，并且受相位噪声的干扰较小。但该方法的灵活性较低，必须采用与设计接近的码率，且灵敏度低于外差接收机。

外差时域探测法具有最高的灵活性。与频域探测不同，外差时域法支持实时测量，可用 于检测数据网络的实时信号。等效时间采样仅适用于长度有限的重复信号。借助实时采样技术，我们能够在所有域中重建完整的信号，并且不会受到调制制式的限制。外差时域检测中的信号长度没有限制。PMD 和 CD 可以在信号处理过程中得到补偿。因此， 信号处理速度是唯一限制吞吐量的因素。

要注意的是，该方法要求使用四通道高速设备，需譬如一台能够在整个频率范围内提供极低抖动和噪声并具有高有效位数 (ENOB) 的高性能实时数字化仪。