PA-Switch系列集成控制器在小功率DC-DC变换器中的应用（二）

5．应用

5．1 DPA-Switch的选择

　　实际应用当中，选用何种型号的DPA-Switch，应根据变换器的最大输出功率、效率、散热以及成本等因素综合考虑。比较简便的方法是借助DPA-Switch的“输出功率－耗散功率关系表”，如表1－表3所示。

　　注意，上述关系表是在5V单路输出及采用肖特基二极管整流，同时DPA-Switch散热状况良好，结温低于100℃的条件下得出的。

　　通过表1－表3可以直观的看出，在不同的直流输入范围内，DPA-Switch的输出功率与耗散功率的关系。例如，当输入直流电压范围为36V-75V时，DPA424R在23W变换器中的典型耗散功率为1W，而DPA425R在23W变换器中的典型耗散功率仅为0.5W。由于在相同条件下DPA425R的耗散功率更低，变换器的效率能够提高大约2％。由此可知，在通常情况下，对于小功率DC－DC变换器，为了获取更高的效率，可以选用规格高一等级的控制器。

5．2 相关问题

（1）初级箝位

　　为了防止DPA-Switch内部开关管漏极电压受初级漏感电流的影响而超出其额定值，在初级侧需要增加箝位网络。实际当中箝位网络由齐纳二极管和小容量电容构成并跨接在初级绕组上，不但效果良好，而且成本也较低。

（2）输出整流

　　次级整流推荐采用肖特基二极管或同步整流结构。

（3）软启动

　　由于反馈环路动作需要一定的时间，变换器在启动过程中承受的应力非常大，因此DPA-Switch内部加入了软启动电路。在软启动过程中，大约经过5ms的时间，占空比才由零线性上升至DCMAX。同时，初级限流阈值也由85％上升至100％。输入电压在这段时间内逐步上升，直至反馈环路开始起作用。软启动电路有效降低了启动过程中DPA-Switch内部MOSFET、箝位电路以及输出二极管的开关应力，避免变压器饱和。另外，软启动电路还能够起到抑制输出电压过冲的作用。在某些应用场合下，可以省掉输出平滑电容。

（4）开关频率
　　
　　DPA-Switch提供300KHz和400KHz两种开关频率。对于采用变压器次级直接驱动的同步整流结构，开关频率推荐采用300KHz。因为此时贮存在电感中的磁化能量更多，足以驱动MOSFET。

（5）变压器
　　
　　在正激变换器设计中，推荐变压器的最大工作磁通在1500高斯左右变化，而峰值磁通密度在3500高斯左右比较合适，并应确保磁性元件，包括变压器和输出电感，在过载等极限状态下不饱和。如果为了提高变换器的效率而选用了高一等级的DPA-Switch，应将其限流阈值下调至峰值工作电流附近，一方面限制过载功率，另一方面也可减小次级元件的尺寸。

（6）空载及待机功耗

　　在轻载或空载状态下的“周期跳越”功能能够显著降低功耗。如果在一些应用场合不宜采用“周期跳越”功能，则需要外接预置负载。

（7）电路布局

　　DPA-Switch的基板在芯片设计时与内部MOSFET的源极连在一起，这样做的目的是使DPA-Switch的基板起到开关大电流功率回线的作用。因此，在电路布局时需用宽的、低阻抗印制线将DPA-Switch的基板与输入解耦电容相连。注意，DPA-Switch的Source引脚不再流过大功率电流，而只作为信号地使用。如果布局上有误，将造成工作异常。

　　Control引脚上的旁路电容应与Source引脚及Control引脚紧挨在一起，Source引脚与Line-Sense引脚和External Current Limit引脚之间的元件也应尽量靠近。需要注意的是，流过Source引脚的开关电流必须经过单独的印制线与输入电容相连，而不能与Control引脚、Line-Sense引脚或External Current Limit引脚上的元件共用印制线。

　　与Line-Sense引脚和External Current Limit引脚连接的所有印制线都应尽可能的短，并远离Drain引脚的印制线。另外，Line-Sense引脚与其外接电阻之间、Control引脚与其外接电容之间、反馈光藕与Control引脚及Source引脚之间的印制线都应尽可能的短，以避免噪声耦合干扰。

（8）散热

　　如果使用单面印制板，为了更好的散热，推荐采用复合铝印制板。这种印制板的底面为铝复合层，外接散热器可以直接固定在上面。如果采用双面板，覆铜厚度应加厚，以提高散热效果。注意，如果采用复合铝印制板，应采取一定的屏蔽措施，以防止高频开关噪声信号与铝基板发生耦合。

5．3 设计指导

　　DPA-Switch非常适合于单端正激DC-DC变换器的设计。随着专用设计软件PI Expert功能的不断完善，采用DPA-Switch进行设计已经变得越来越简便和快捷。有关PI Expert专用设计软件的使用方法不在本文讨论的范围之内，下面将要详细讨论的是采用DPA-Switch设计小功率单端正激DC-DC变换器时需要注意的各种问题。对这些问题的探讨将有助于设计者更深入的了解DPA-Switch。

　　图20所示为DPA-Switch控制的30W单路输出单端正激DC-DC变换器的典型电路原理图。其规格如表4所示：

5.3.1 系统要求

（1）输入电压范围

　　设计过程中，实际输入电压范围应比规格所要求的要宽。由表4可知，变换器要求的输入电压范围为36V－75V，实际设计时应留有裕量，最低输入直流电压可设为30V，最高输入直流电压可设为90V。

（2）输出特性

　　反馈环路采用带频率补偿的TL431进行控制。输出滤波电感和输出滤波电容的大小对噪声和纹波的影响很大，如何选取稍后讨论。

（3）输出整流电路

　　如果考虑成本，输出整流电路可以选用肖特基二极管；如果要进一步提高系统效率，输出整流电路可以采用同步整流电路。需要注意的是普通的超快恢复二极管在这里并不适用。有关同步整流的电路详细讨论也在稍后讨论。

（4）效率

　　变换器的效率当然是越高越好，但实际当中设计者不得不权衡利弊，考虑成本以及电路复杂程度等问题。图20所示的电路，在中等负载条件下的效率超过85％。如果变换器未采用同步整流电路，DPA-Switch的功耗将占到系统总功耗的25％，输出整流电路的功耗将占到系统总功耗的40％，磁性部件的功耗将占到系统总功耗的30％。当采用同步整流电路时，变换器的效率能够提高到90％。目前，下一代DPA-Switch正在开发当中，由于其RDS(ON)更低，变换器的效率有望得到进一步的提高。另外，增大磁芯的体积，提高工作频率都有助于提高变换器的效率，但变换器的成本和电路复杂程度也会相应提高，设计时必须综合考虑。

（5）温度

　　DC－DC变换器的工作温度范围通常都比较宽，而无源器件的特性受温度的影响比较大。因此，元器件必须经过认真筛选。输出电容器和反馈环路元件的选择非常关键，关系到整个系统的正常运行，详细内容也在稍后讨论。

5.3.2 偏置电压

　　获取DPA-Switch偏置电压的方法通常有三种：

　　（a）如果输入电压范围在18VDC－36VDC，可以直接由输入电压向DPA-Switch提供偏置电压，参见图21；

　　（b）在变压器上增加偏置绕组，参见图22；

　　（c）在输出耦合电感上增加偏置绕组，参见图20。

　　无论采用哪一种方法，在任何工作状态下都必须保证光耦的集电极电压达到8V，这样才能确保DPA-Switch的偏置电压达到12V的下限。

　　上面给出的三种方法中，第一种方法最简单，只需要在光耦的集电极和直流输入端之间串接一只齐纳二极管。增加齐纳二极管一方面是为了限压，更重要的则是为了限制光耦的耗散。这种方法的缺点是效率低，只适用于18V－36V的低输入电压应用场合。

　　在第二种方法中，功率变压器上的偏置绕组应与整流二极管的正极相连，以保证其在DPA-Switch工作时导通。由于偏置电压的大小与输入电压成正比，因此输入电压越高，变换器的效率也越低。但是与第一种方法相比，对变换器效率的影响还是可以承受的。

　　第三种方法是在输出耦合电感上增加一个偏置绕组。当变换器工作在连续导通模式下时，这种方法最为适宜，而且效率最高。不足之处在于提高了输出耦合电感的成本和复杂程度。偏置电压的大小可以通过改变匝比、偏置电容的大小以及最小负载进行调节。

5.3.3 变压器

　　变压器是变换器设计中的关键。可以在PI Expert专用设计软件的协助下完成变压器的设计工作。

（1）匝比

　　变压器最重要的参数是原边和副边之间的匝比。该匝比应能保证变换器在最低输入电压条件下，维持正常的输出电压。在图20所示的变换器中，输入电压下限为36V。而在实际当中，考虑到欠压锁定电路的容差，输入电压可能会低至29V。该值减去变换器在满载时DPA-Switch的漏－源电压和变压器绕组高频交流电阻上的压降，然后乘以最大占空比，再除以满载时输出电压与输出整流二极管压降的和，所得结果就是变压器匝比的上限。注意，由于DPA-Switch采用电压模式控制，其最大占空比可以超过50％。

（2）磁芯和绕组

　　选择磁芯时需要着重考虑的是磁芯的材质，所选磁芯的材质必须保证在DPA-Switch工作频率下的损耗最低。同时还要综合考虑温度、绕组面积、磁芯截面积以及磁芯表面积与磁芯体积之间的比率等因素对功耗及变压器热阻的影响。变压器设计完成后，还需要通过样机进行校验，以确保变压器在变换器实际运行过程中的温升符合设计要求。

　　选择绕组的线径时，必须要考虑趋肤效应和临近效应。根据经验，当输出电流超过6A时，绕组最好采用扁平薄铜带。

（3）其他

　　绕线长度应尽可能的短，否则绕组本身的阻性损耗将不可忽略。

　　为了减小损耗，应尽可能的减小变压器的漏感，推荐初级绕组和次级绕组采用间绕方式。另外，绕制变压器时无需留气隙。

　　如果变压器上绕有偏置绕组，其匝数必须足够多，以保证在最低输入电压条件下维持8V的偏置电压。

　　交流磁通密度对磁芯的损耗也有影响。因此，交流磁通密度必须保持在1000－1500高斯之间。

5.3.4 输出电感

　　输出电感的电感量主要取决于变换器对输出纹波电流的要求。如果输出电感较小，就必须增大输出电容的容量，以使纹波电流的大小符合设计要求。注意，必须选用低ESR的输出电容。输出电感中的纹波电流较大，意味着DPA-Switch中的峰值电流也较大，最终将导致系统损耗的增加及效率的降低。

　　设计输出电感主要参照纹波电流峰－峰值与电感平均电流的比值K△I。K△I越小，表示输出电感量越大，输出纹波电流越低。该值的选取应综合考虑输出电感的体积、输出电容的大小、效率以及成本等因素。推荐K△I的取值在15％至20％之间。如果K△I过高，将会导致输出电容上的应力和纹波电压的增大。为减小阻性损耗，输出电感绕组的匝数也应尽可能的少。另外，选用低损耗材质的磁芯。

　　在用PI Expert专用设计软件进行设计时，程序会自动计算出输出电感量、RMS电流以及峰值贮存能量等参数。在选用磁环时需要参考峰值贮存能量这一参数，该参数关系到磁环是否会饱和。

　　如果输出电感上绕有偏置绕组，应确保该绕组能够向光耦提供12V的偏置电压。偏置绕组的匝数可以通过输出电压最低值、输出整流二极管以及偏置整流二极管最大正向压降计算得到。

5.3.5 DPA-Switch的选取

　　选取DPA-Switch的第一个标准是峰值电流承受能力。根据变压器的匝比以及输出电感中的峰值电流，可以估算出变压器初级绕组中峰值电流的大小，此时可暂不考虑变压器磁化电流的影响。考虑裕量，所选DPA-Switch的电流额定值应比变压器初级绕组峰值电流估算值高10％。

　　选取DPA-Switch的第二个标准是功耗大小。如果不采用同步整流，DPA-Switch的功耗将占到系统总功耗的25%左右。如果所选的DPA-Switch功耗过大，可以考虑选用高一等级的DPA-Switch。

　　当输入电压较低时，阻性压降在功耗中起主要作用，由于大的DPA-Switch的RDS(ON)较低，因此其损耗也低，系统效率得以提高。但是，当输入电压较高时，由于DPA-Switch中RMS电流下降，而漏极电容上的损耗增加，此时RDS(ON)的降低对系统效率的影响很小。

5.3.6 箝位电路

　　为了防止DPA-Switch的漏极过压，需要加入箝位电路。图20中采用的箝位电路比较简单，即在DPA-Switch的漏极和源极之间加入了一只150V齐纳二极管，同时在变压器初级侧还跨接有一只箝位电容。在连续工作状态下，齐纳二极管不起作用，但在启动、负载瞬变以及过载过程中，该二极管将对DPA-Switch的漏极提供箝位保护。

　　变换器正常连续工作时，跨接在初级绕组上的箝位电容通过吸收漏感上的能量使漏－源电压低于齐纳二极管的击穿电压。箝位电容的大小由漏感和峰值电流的大小决定。该电容的取值应能保证漏感中的能量在下一个工作周期内大部分得到恢复。电容容量过小将导致齐纳二极管导通，而齐纳二极管上的功耗将影响系统的效率。电容容量过大将增大DPA-Switch的开通损耗，同样将导致系统效率的下降，而且还会对变压器的复位产生影响。根据经验，如果变换器的功率在10W－40W，则该电容的取值范围应在10pF至100pF之间。

5.3.7 变压器复位电路

　　为了防止变压器饱和，在每个开关周期内，变压器磁化电感中的磁通必须复位以维持伏秒积的平衡。变压器中储存的寄生能量以磁化电流的形式表现出来。变压器饱和相当于短路，必须依靠外部电路将磁化电感中的能量在变压器饱和之前转移走。变压器复位电路要求DPA-Switch的漏压高于输入电压。设计过程中，必须保证变压器复位电路不会加重DPA-Switch漏极电压的应力。

　　图23所示为实际电路中的变压器复位电路，在每个开关周期结束的时候，变压器中的磁通将被复位。该电路的核心元件是跨接在输出整流二极管上的串联RC网络。当DPA-Switch关断时，磁化电感中的电流通过变压器次级对电容CS进行充电。一方面，CS必须足够小以保证在磁化电流在最短的时间内归零。而另一方面，CS又必须足够大以保证漏－源电压在正常工作状态下低于齐纳二极管的箝位电压。RS的大小一般在1－5欧姆之间。

5.3.8 输出电容

　　输出电感中的纹波电流在输出电容上产生电压纹波。纹波电压一部分由电容内部的电流造成，另一部分则由电容的串联等效电阻产生。通常大部分的纹波电压都源自串联等效电阻，因此输出电容的容量要尽可能的大，而其串联等效电阻则应尽可能的低。与电感中的纹波电流类似，电容串联等效电阻上的纹波电压也是三角波。

　　在DC－DC变换器中，输出电容一般都选用固态钽电容，这是由于在变换器工作频率下，固态钽电容的串联等效电阻值和阻抗都较低。在反馈环路设计中，也需要考虑串联等效电阻的问题，因此串联等效电阻值的大小一定要合适。另外，需要注意的是，超出特定的温度范围后，串联等效电阻值将发生显著变化，进而输出纹波和反馈环路的稳定性都会受到影响，因此需要对变换器样机的极限温度参数进行测试，以保证串联等效电阻值保持相对稳定。
输出电容的额定电压值至少应比最大工作电压高出25％，降额因子为80％。例如，对于一个输出电压为5V的变换器，输出电容的额定电压值可取为6.3V或10V。电容的额定电压值越低，其体积越小，但其故障率会高一些。

5.3.9 反馈环路

　　反馈环路有三个重要的参数：截止频率、相位裕量和增益裕量。截止频率主要用来衡量系统的带宽。相位裕量在任何时候都不能低于45度，低于该值，系统将变得不稳定。另外，相位裕量还与系统的动态特性有关。相位裕量过低，系统的动态特性将变差。增益裕量的大小在6dB-10dB之间比较合适。

　　高频正激DC－DC变换器的频带宽度较大，不宜稳定，设计时大多采用逐周电流模式控制。DPA-Switch仍采用传统的电压模式控制，无需斜坡补偿，在占空比超过50%时仍能正常工作并保持稳定。如果变换器中含有光耦，则控制环路的截止频率应限制在10KHz。图24所示为采用TL431控制的反馈环路。

　　由输出电感和输出电容构成输出滤波器，其谐振频率的选取不应对反馈环路的设计造成影响，推荐取值范围在4KHz－6KHz之间。

　　与DPA-Switch的Control引脚相连的R4和C6一起构成了反馈环路的补偿网络。C6的取值范围应在47μF－100μF之间。

　　使用TL431的目的是在低频条件下获取较高的环路增益，而在高频条件下，光耦能够提供足够的增益。

5.3.10 空载运行
　　
　　DC-DC变换器有两种工作模式：连续导通模式和非连续导通模式。两种工作模式下，变换器的控制特性是不同的。工作在连续导通模式的变换器对输出瞬变的响应速度比非连续导通模式时要快。但在轻载或空载条件下，如果不采取相应的措施，系统可能会变得不稳定。

　　在轻载条件下，DPA-Switch将自动进入“周期跳越”模式，此时开关频率下降，占空比低于5％。由于占空比很小，需要加大电容以维持8V以上的偏置电压。为了避免系统工作在空载状态下，可以在输出电容上并联一个小的预置负载。

5.3.11 同步整流

　　采用同步整流，变换器的效率比采用肖特基二极管整流时要高。对于一个输出电压为5V的DC-DC变换器，采用肖特基二极管整流后的效率能够达到85％。如果采用同步整流，变换器的效率有望达到90％，甚至更高。

　　图25所示为一采用同步整流的30W单端正激DC－DC变换器的电路原理图。同步整流电路由

MOSFET Q1和Q2构成。DPA-Switch在设计过程中针对同步整流的使用进行了优化，可以简化同步整流电路的设计。通常，为了保护同步整流开关管，需要增加箝位电路。由于DPA-Switch在输入电压过高时将停止输出，变压器次级不会出现异常高压，因此也就无需箝位电路。

6．小结

　　本文简要介绍了DPA-Switch的特点、工作原理及其在实际应用过程中应当注意的各种问题。从中可以看出，DPA-Switch在小功率DC－DC变换器设计方面具有一定的优势，是小功率单端正激DC－DC变换器的理想选择。