反激式(RCD)开关电源原理及设计

2013-09-16 来源：21IC

因该电源是公司产品的一个配套使用，且各项指标都不是要求太高，故选用最常用的反激拓扑，这样既可以减小体积(给的体积不算大)，还能降低成本，一举双的!

反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器，只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种方式，因此，反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。

先学习下Buck-Boost变换器

工作原理简单介绍下

1.在管子打开的时候，二极管D1反向偏置关断，电流Is流过电感L，电感电流IL线性上升，储存能量!

2.当管子关断时，电感电流不能突变，电感两端电压反向为上负下正，二极管D1正向偏置开通!给电容C充电及负载提供能量!

3.接着开始下个周期!

从上面工作可以看出，Buck-Boost变换器是先储能再释放能量，VS不直接向输出提供能量，而是管子打开时，把能量储存在电感，管子关断时，电感向输出提供能量!

根据电流的流向，可以看出上边输出电压为负输出!

根据伏秒法则

Vin*Ton=Vout*Toff

Ton=T*D

Toff=T*(1-D)

代入上式得

Vin*D=Vout*(1-D)

得到输出电压和占空比的关系Vout=Vin*D/(1-D)

看下主要工作波形

从波形图上可以看出，晶体管和二极管D1承受的电压应力都为Vs+Vo(也就是Vin+Vout);

再看最后一个图，电感电流始终没有降到0，所以这种工作模式为电流连续模式(Ccm模式)。

如果再此状态下把电感的电感量减小，减到一定条件下，会出现这个波形!

从上图可以看出，电感电流始终降到0后再到最大，所以这种模式叫不连续模式(DCM模式)。

把上边的Buck-Boost变换器的开关管和续流管之间加上一个变压器就会变成反激变换器!

还是和上边一样，先把原理大概讲下：

1. 开关开通，变压器初级电感电流在输入电压的作用下线性上升，储存能量。变压器初级感应电压到次级，次级二极管D反向偏置关断。

2. 开关关断，初级电流被关断，由于电感电流不能突变，电感电压反向(为上负下正)，变压器初级感应到次级，次级二极管正向偏置导通，给C充电和向负载提供能量!

3. 开始下个周期。以上假设C的容量足够大，在二极管关断期间(开关开通期间)给负载提供能量!

咱先看下在理想情况下的VDS波形

上面说的是指变压器和开关都是理想工作状态!

从图上可以看出Vds是由VIN和VF组成，VIN大家可以理解是输入电压，那VF呢?

这里我们引出一个反激的重要参数：反射电压即VF，指次级输出电压按照初次级的砸比反射到初级的电压。可以用公式表示为VF=VOUT/(NS/NP),(因分析的是理想情况，这里我们忽略了整流管的管压降，实际是要考虑进去的)

式中VF为反射电压;

VOUT为输出电压;

NS为次级匝数;

NP为初级匝数。

比如，一个反激变换器的匝比为NP:NS=6：1，输出电压为12V，那么可以求出反射电压VF=12/(1/6)=72V。

上边是一个连续模式(CCM模式)的理想工作波形。

下面咱在看一个非连续模式(DCM模式)的理想工作波形

从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成，只不过有一段时间VF为0，这段时候是初级电流降为0，次级电流也降为0。

那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式(CCM)还是非连续模式(DCM)?

是看初级电感电流是否降到0为分界点吗，NO，反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的，而是根据初次级的电流是否到0来分界的。

如图所示

从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时为零，就是连续模式(CCM);

只要初级电流和次级电流同时为零，便是不连续模式(DCM);

介于这俩之间的是过度模式，也叫临界模式(CRM)。

以上说的都是理想情况，但实际应用中变压器是存在漏感的(漏感的能量是不会耦合到次级的)，MOS管也不是理想的开关，还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。类似于下图

这个图是一个48V入的反激电源。从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。这是尖峰是由于漏感造成的，上边说到漏感的能量不能耦合到次级，那么MOS关断的时候，漏感电流也不能突变，所以会产生个很高的感应电动势，因无法耦合到次级，会产生个很高的电压尖峰，可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管，所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路，把尖峰尽可能的吸到最低值，来确保MOS管工作在安全电压。具体RCD吸收电路图如下

简单分析下工作原理

1.当开关S开通时，二极管D反骗而截至。电感储存能量。

2当开关S关断时，电感电压反向，把漏感能量储存在C中，然后通过R释放掉。细心的朋友可能会发现，当开关关断的时候，这个RCD电路和次级的电路是一模一样的，D整流，C滤波。R相当于负载。只不过输出电压不是VO，而变成了次级反射到初级的电压VF。所以，注意了，R的值不能取得太小，太小了损耗严重，影响效率。而且电阻的功率会变的很大!

下边来个加了RCD吸收的波形

关于RCD吸收的选取网上有很多文章，在以后我会介绍下!大家也可以看我的博客(只要在百度里搜老梁头的博客，就会出来。里边有一篇介绍RCD的)

原理先讲到这里吧，下边我讲下变压器的设计!

今天讲下变压器的设计方法!

变压器的设计方法有多种，个人感觉适合自己的才是最好的，选择一个你自己最熟悉的，能够理解的才是最好的!

我先介绍下一种设计方法：

1.先确定输入电压，一般是按照最低输入直流电压计算VINmin计算

A.要是直流输入按直流的最低输入来计算;

B.要是输入为交流电，一般对于单相交流整流用电容滤波，直流电压不会超过交流输入电压有效值的1.4倍，也不低于1.2倍。

列如，全范围交流输入85-265VAC的电源，一般按85VAC时计算，那VINmin=85*1.2=102V，一般会取整数按100VDC计算。

2.确定导通时间Ton

导通时间Ton=T*D

T为周期 T=1/F

D为最大占空比，一般在最低输入电压的时候，D会最大，保证输出稳定。

注意大的占空比可以降低初级的电流有效值，和MOS的导通损耗，但是根据伏秒法则，初级占空比大了，次级的肯定会小，那么次级的峰值电流会变大，电流有效值变大，会导致输出纹波变大!所以，一般单端反激拓扑的占空比选取不要超过0.5。

而且一般的电流控制模式，占空比大于0.5要加斜率补偿的，对调试是个难度。

还有一重要的是你的占空比决定你的匝比，匝比决定啥，嘿嘿，反射电压VF，忘了再去上边看下，再加上你漏感引起的尖峰，最终影响你MOS的耐压。占空比越小匝比越小，反射电压VF越低，MOS的电压应力小。反之MOS的电压应力大，所以占空比要考虑好了。要保证再最高电压下你的VDS电压在MOS的规定电压以下，最好是降额使用，流出足够的余量来!

列如，电源的开关频率为100K，最低输入时的最大占空比为0.4，那T=1/100000=10μS，那么Ton=0.4*10μS=4μS。

3.确定磁芯的有效面积AE

AE一般会在磁芯的资料中给出。

4.计算初级匝数NP

NP=VINmin*Ton/ΔB*AE

式中VINmin为直流最低输入电压;

Ton为导通时间

AE为磁芯的有效面积

ΔB为磁感应强度变化量，这个值和磁芯材质，及温升等有关，一般考经验来选取，在0.1-0.3之间，取得越大，余量越小，变压器在极端情况下越容易饱和!俺一般取0.2。

5.计算次级匝数NS

NS=(Vo+Vd)*(1-D)*NP/VINmin*D

式中Vo为输出电压