用于电动汽车的多重化软开关双向DC/DC变换器的研究

    电动汽车在运行过程中，频繁地加速减速、起动制动，需要利用双向DC/DC变换器将电池的电压升高以获得稳定的直流母线电压。另外，在电动汽车制动时，需要通过双向DC/DC变换器将能量回馈到电池，使其效率提高。
    参考文献[1]通过对比几种典型双向DC/DC变换器发现，在相同条件下半桥型双向DC/DC变换器电路元件所承受的电压电流应力较小。基本半桥型拓扑结构运用在大功率负载时，所需开关器件等级仍然较高、电感较大、体积庞大、能量密度较低。为了减小变换器体积，增大功率等级，参考文献[2-3]采用多重化半桥拓扑结构，降低了开关管功率等级，减小所用电感和电压电流纹波，但开关损耗问题仍有待解决。参考文献[4]采用一个震荡电感加二重双向DC/DC拓扑结构，运用软开关技术提高效率，但增加了一个电感元件和两个开关，导致成本增加。
    为获得较高的功率密度，可将变换器设计在非连续导通模式（DCM），但其纹波较大，故采用多重化拓扑结构以弥补其缺陷，由此所需电感进一步减小[3]。另外，在DCM模式下，主开关关断的频率是其负载电流频率的两倍，开关的关断损耗增大，DCM模式使得变换器效率降低[5]。本文采用一种控制型软开关技术[6]，不需要额外增加半导体器件，通过合理控制实现软开关，从而减小了开关损耗，提高了变换器效率。
1 变换器拓扑结构及控制策略
1.1 变换器的拓扑结构及工作原理
    本文采用的三重交错式双向DC/DC变换器由三个典型半桥式双向DC/DC拓扑结构交错并联而成，其拓扑结构如图1所示。

    三个基本半桥的导通时间依次互错1/3周期，且在每个周期导通时间相同，因此电感电流也依次互错1/3周期，从而减小总电流的纹波。
    当正向运行，即升压运行时，下部开关Sd1、Sd2、Sd3处于斩波状态，为主开关，上部开关Su1、Su2、Su3与同臂下部开关互补，为辅助开关。当反向运行，即降压运行时，上部开关与下部开关主辅职能调换。
    为了达到软开关目的，在实际运行中上下开关驱动信号加入的死区时间，利用电感电流恒流源作用，使上下开关各自并联的小电容能量在死区时间内得以交换，从而达到ZCS和ZVS。下面仅以单重半桥型双向DC/DC变换器拓扑加以说明。
    图1中，iL1为电感L1的电流，规定如图1中方向为正方向；Co为滤波电容；FWDu1及FWDd1分别为开关Su1和Sd1反向并联的二极管；Cu1、Cd1为两开关并联的小电容。低压侧Vin由蓄电池或超级电容供电，高压侧Vo接电机等负载。当电机正向运行时，Sd1为斩波开关，Su1为辅助开关，能量由低压侧Vin流向高压侧Vo；当电机发生制动时，能量反向流动，上、下开关职能调换。现仅以boost工作模式加以说明。图2所示为升压模式下6个工作模态的关键波形。

    模式1(T0≤t＜T1）
    由于变换器工作在DCM状态，电感L1较小，在T0时刻，i_L1达到负向最小值i_L1(T0)，二极管FWDd1 ZVS导通。电感电流线性增加，此状态以开关Sd1获得导通驱动信号为止。
  
    二极管FWDd1自然导通，开关Sd1拥有导通驱动信号，但由于电感电流iL1仍为负，开关Sd1未导通，此状态以电感电流iL1上升至零截止。
    
1.2 变换器的控制策略
    本文采用电压外环PI调节，可稳定直流母线电压，即DC/DC变换器高压侧电压，使其不随蓄电池电压变化而变化；此外，在负载变化时，保证了直流母线电压在较快时间内得以稳定。
    采用电流内环PI调节，可以将电动汽车制动刹车时直流母线侧能量以可控的方式对蓄电池组进行充电；另一方面，共用一个电压外环，保证并联各个基本变换器电应力和热应力的均匀合理分配，以实现电源系统中各基本变换器自动平衡均流[7]。本文采用双闭环控制方式，如图3所示。

    为了使多重式结构变换器的每个基本单元在其他单元发生故障时仍能继续独立工作，每个基本单元变换器拥有独立的PWM发生模块。
2 软开关实现条件
    本文利用DCM运行下电感电流反向和互补开关，没有额外的半导体器件。变换器电感与开关的并联小电容在死区时间内相互配合，使两电容能量相互交换，以达到软开关目的。
    若使变换器在boost模式与buck模式均达到软开关目的，首先应满足DCM运行基本条件；另外，在死区时间内，电感电流要具有抽取电容电能，以使两电容能量可以交换。以boost模式为例，DCM模式运行基本条件：

    由式(2)、(3)得知，在两个死区时间相同情况下，只需满足反向电感电流的软开关条件，正向电感电流的软开关条件也会得到满足。
    由式(3)得知，在不同负载下，电感L的平均值IL不同，因此反向电感电流峰值也不同。为使变换器在不同功率下设置的死区时间不变，且均可达到软开关目的，在电感电流平均值最大时Imax L(即满负载)，得出的电感电流反向最大值I-max即为在不同功率下的最小值。若死区时间满足满负载下的软开关条件，则一定满足不同功率下软开关的条件。
3 仿真验证
    针对电动汽车在运行过程中驾驶员的频繁加速、减速及起动、制动等操作，为了验证上述拓扑结构的正确性，进行了仿真验证，所用参数如表1所示。

    (1)变换器在t=0.025 s时，负载功率由2P/3突变为满负载P，模拟电动汽车加速运行。当t=0.15 s时，电路达到稳定状态；当t=0.025 s时，电压因负载突变；而t=0.007 5 s时，很短时间内恢复给定电压，电流也快速达到另一稳态。本文电流内环采用三个独立的PWM发生器，具有较快的动态响应。
    (2)变换器升压工作时，以第三个基本单元为例，在负载功率为2P/3下主开关Sd3，辅助开关Su3，及各自并联二极管FWDd3、FWDu3的仿真波形及电感电流波形如图4所示。采用此种控制性软开关技术，使主开关、辅助开关以及两并联二极管在不同负载下其电压、电流错位，即均可达到软开关效果。采用三重交错式拓扑结构，电感电流纹波减小到原来的三分之一，有效弥补了DCM运行模式纹波大的缺陷。

    本文采用多重半桥式双向DC/DC变换器拓扑结构，利用DCM模式下电感电流反向的特点，以反方向运行时主开关为辅助开关，没有额外添加半导体器件。实现了主开关的零电压开通和零电流关断，辅助开关的零电压开通、零电流关断，以及主开关与辅助开关并联二极管的零电压导通、零电流关断，提高了整体变换器效率。使得多重交错式结构有效减小了电感电流纹波。在控制方式上采用共用一个电压环，即共用一个电感电流参考值，解决了并联结构的均流问题，三个独立的电流内环加快了变换器的响应速度、提高了安全性。本文分析了此变换器的工作原理、控制策略，并对其进行了仿真实验，验证了理论分析的正确性与可行性。
参考文献
[1] SCHUPBACH R M，BALDA J C．Comparing DC-DC converters for power management in hybrid electric vehicles[C]．IEEE International Electric Machines and Drives Conference，2003．
[2] 陈明，汪光森，马伟明，等．多重化双向DC-DC变换器电流纹波分析[J]．继电器，2007，35(4)：66-70．
[3] Xu Haiping，PENG F Z，Li Kong．Multi-phase DC-DC converter with bi-directional power flow ability for
     distributed generation system[C]．Power Electronics Specialists Conference，2008．
[4] HA D H，PARK N J，LEE K J，et al.Interleaved bidirectional DC-DC converter for automotive electric systems[C]．Conference Record-IAS Annual Meeting．2008.
[5] Huang Xudong，Wang Xiaoyan，FERRELL．J，et al.Parasitic ringing and design issues of high power interleaved boost converters[C]．Power Electronics Specialists Conference，2002．
[6] 顾亦磊，陈世杰，吕征宇，等．控制型软开关变换器的实现策略[J]．中国电机工程学报，2005，25(6)：55-59．
[7] 徐德鸿．电力电子系统建模及控制[M]．北京：机械工业出版社，2005.