开关电源欠压保护电路的设计

1　引言

　　保护电路的设计，无疑是电源设计中一个非常重要的环节，它对于提高电源工作的安 全可靠性、延长电源的使用寿命都起着十分重要的作用。在设计保护电路时，一方面要保证其功能完善，工作稳定可靠；另一方面应力求简单明了，避免繁复。本文 介绍的开关电源欠压保护电路，欠压检测与反馈控制合用同一只 光耦，可以对电源输出欠压作出准确灵敏的反应并充分利用了3842自身的电路特点，使用简单的阻容元件实现了欠压保护电路的自动恢复功能。


2　3842的内部结构及其控制电路

　　3842的工作原理已为大家所熟知，本文在此不作重复介绍。值得注意的是3842误差放大器的输出结构，在2脚接地时，误差放大器会完全截止，不再吸 入电流，这就使3842的应用具有了一定的灵活性。图1、图2是两种常用的 3842控制电路。图1是标准的3842控制电路，误差放大器的

图1　3842控制电路一

　　补偿电路Zi和Zf可以为控制回路提供必要的零极点补偿，通过对控制回路传递函数的校正，使电源的动态响应得到改善。在图2所示的控制电路中，由于２ 脚接地，3842的误差放大器始终处于截止状态，PWM比较器的比较电压直接由反馈光耦控制，这种控制方法简单易行，也可避免

图2　3842控制电路二

止状态，PWM比较器的比较电压直接由反馈光耦控制，这种控制方法简单易行，也可避免因误差放大器补偿不当造成的电源工作不稳定，在电源设计中也获得了广 泛应用。本文所介绍的开关电源欠压保护电路就是基于这种控制模式设计的。


3　单光耦自恢复欠压保护电路

　　以3842单端反激电源为例，当电源供电电压过低或电源输出端过载、短路时，电源的初级电流都会大幅度增加，由于采样电阻Rs的限流作用，使得电源的 工作占空比缩小，输出电压下降，电源处于非正常工作状态。特别是当输出端短路时，变压器中磁通的释放能力近似为零，随着磁通的积累，变压器将处于磁饱和状 态。在初级功率管导通时，供电电压几乎全部加在功率管上，虽然采样电阻Rs可以为功率管提供短时间的保护，但长时间的短路必然会导致功率管严重发热乃至损 坏，所以在电源设计时必须增加欠压检测和保护电路，当检测到电源输出端出现欠压现象时，应及时关闭电源控制器，以防电源损坏。

　　输出端欠压检测，可以采用初级间接检测和次级直接检测两种方法，一般来说次级直接检测更迅速准确，因而在电源设计中采用较多。最普通的次级直接检测方 法是在控制回路中额外增加光耦等元件（如图3所示），当输出端出现欠压时，光耦截止，触发初级的附加控制电路迫使3842关闭。这种欠压检测方法存在着检 测精度不高，使用元件较多等缺陷。另外，在一些特定应

图3　带有光耦的次级直接检测电路
用场合，要求电源在出现过载或短路欠压时电源控制器不能完全锁死，当欠压故障消除后，电源控制器应具有无须重新上电即可自动恢复工作的功能。自恢复功能的 加入会使控制电路的元件数进一步增加，也使控制电路的设计变得复杂化。如何能用较少的元件、较简单的方法、更有效地完成电源的欠压检测、欠压保护及自恢复 功能，是本文所介绍的欠压保护电路的设计重点。图4是单光耦自恢复欠压保护电路的基本应用电路。

　　在电源上电后，电容E1开始充电，当E1电压充至16V时，3842开始工作。3842的8脚出现5V电压，并通过电阻R2对电容C1进行充电。此 时，由于2脚电压低于2.5V，3842的误差放大器会完全截止，而且在电源输出电压达到正常值以前，光耦中也不会有If流过，所以PWM比较器的比较电 压为高电平（1V），电源开始工作，次级电容E2开始被充电。在C1被充电至2.5V前，由于次级输出电压已达到正常值

，反馈控制回路开始起作用，采样比较放大器TL431开始下拉电流，光耦中有电流If流过，三极管Q1饱和导通，C1通过 R3放电，2脚电压最终被稳定在R2和R3的分压值

上（

<2.5V），PWM比较器的比较电压完全由反馈光耦调节控制，电源进入了稳定工作状态。

图4 单光耦自恢复欠压保护电路的基本应用电路

　　在电源输出端出现微弱欠压时，采样比较放大器TL431会立即停止下拉电流，反馈控制光耦迅速关断，光耦中不再流过电流If，三极管Q1截止，电阻 R3失去了分压作用，电容C1上的电压很快由

充至2.5V以上。3842误差放大器开始输出低电平，PWM比较器的比较电压也变为低电平，3842的6脚停止输出驱动 脉冲后，电源停止了工作，从而实现了快速灵敏的欠压检测及保护功能。

电压值越接近于2.5V，电源的欠压保护动作也就越灵敏。

　　在电源的欠压保护开始后，D2不再向E1供电，E1电压开始下降，当E1电压下降到10V时，3842停止工作，3842的8脚变为零电压。C1通过 R2、D1、R4放电，以保证在下周期工作开始时，能获得必要的保护延时时间（加入D1、R4的目的是为了加快C1的放电速度，这两个元件也可以不要）。 此后，由于R1的充电作用，E1电压开始回升，当E1的电压再次充至16V时，电源开始新一周期的工作，若欠压故障仍未消除，电源很快又会关闭，即在出现 欠压故障时电源将以间歇启动的方式工作，在欠压故障消除后，电源会自动恢复正常工作状态，从而实现了欠压保护电路的自恢复功能。

　　本电路在设计时尽量避免了各阻容元件间有过多的关联，因而使得电路计算非常明确简单，这也为电源调试和维修带来很大的方便。

　　R1和E1决定了欠压保护时电源的关闭时间

，E1的电压从10V上升到16V所用的时间即为电源关闭时间，

一般取为1秒左右。在输入电压

较高时（例如300Ｖdc），流过R1的电流

近似为恒流，即

式中 为3842的启动电流，典型值为0.5mA。
另外，在输入

较低时（例如48Ｖdc），流过R1的电流

已不能再近似为恒流，此时可选用小功率恒流管取代R1，相应的

,

为恒流管的恒流值。

　　R2和C1主要为电源起动时提供必要的保护延时时间

，C1的电压从0V上升到2.5V所用的时间即为保护延时时间，

应大于电源的电压上升时间

，因而应满足

　　其中

是三极管Q1的饱和管压降。R5的作用主要是防止在光耦截止时，三极管Q1的基极浮空，一般取为几十千欧。三极管Q1选用 高频、高b值、低管压降的小功率锗开关管。


4　结束语

　　3842峰值电流控制芯片在单端开关电源中的应用极为普遍，其应用技术也非常成熟，但出于新的设计需要，电源设计者们至今 仍需不断地去探索尝试它的新的应用方法。本文所介绍的单光耦自恢复欠压保护电路的设计简洁、功能完善，在实际电源设计中已多次使用，实践证明使用效果良 好，有关它的设计思路也可用于其它电源控制芯片的欠压保护电路设计中。