反激式变换器是市场上最受欢迎的结构之一。大量的消费产品使用这类变换器，如笔记本电脑适配器、DVD播放器、机顶盒、卫星接收机、显示器、电视接收机、LCD监视器等。三种特性验证了其成功:简单、容易设计和低成本。许多设计者认为反激式变换器具有较差EMI特性、输出纹波大及变压器尺寸大。反激式结构的灵感同样来自于以前的降压-升压变换器，降压-升压变换器传输一相对于输入地为负的电压，电路没有隔离。把电感和功率开关位置交换,可得到类似的结构,但这是相对于输入电压而言的。最后,通过磁心把电感耦合到电源,就得到隔离反激式变换器。副边二极管可以置于接地回路中,或在很多情况下,在正电压回路中。请注意变压器同名端位于反向端,这是典型的反激式结构。
对于隔离降压-升压变换器,首先在导通时间把能量从输入源存储起来。在开关断开期间,电感电压反向,钳位二极管正向偏置,电感电流流向输出电容和负载。然而,由于电感和负载共地,输出电压为负。在反激式降压-升压变换器中,配置一对电感,这有助于通过处理绕组的同名端及二极管的方向来采用所需极性。通过调节匝数比,输出电容端电压可正可负,可高于或低于输入电压。物理上把绕组分离开还起到了电隔离的作用,这是与电源连接的所有主电路所需要的,但要注意所选择的变压器对漏电流的阻断能力。
由于原边和副边电感不同时流过电流,反激式变换器中使用“变压器”一词是不合适的,但在文献中可能是为了清楚起见,普遍使用该名称。真正的变压器工作意味着在原边和副边电感中同时有电流流过,类似于正向变换器。由于这一理由,用耦合电感表示会更严格一些。实际上,反激式“变压器”是当做电感来设计的。
在电子元器件中，变压器的设计和性能受到多种因素的影响。电容效应、漏电感以及副边二极管的电容都是需要考虑的重要因素。特别是在反激式变换器设计中，漏电感的存在可能会导致能量转移效率下降，给设计带来一定困扰。在选择变压器结构时，需要注意漏电感值不能过高，通常应该控制在原边电感值的2%以内。此外，副边二极管的电容也需要考虑在内，特别是在使用肖特基二极管时更为重要。在CCM条件下，副边二极管可能会出现瞬间短路的情况，需要注意这一点。
准谐振反激变换器设计简洁，然而传统CCM反激变换器在副边同步整流（SR）方面的实现效果不佳。为提升效率，设计者可转向准谐振（QR）变换器，其特性在于副边直通电流的消失。QR变换器的工作频率精妙地平衡在原边电感电流的连续与非连续模式边界，促使副边二极管自然关断，从而实现变压器两侧的无损转换。这一工作模式被冠以BCM（边界导通模式）或CRM（临界导通模式）之名。
漏极电压偏移钳位使用低阻抗电压源Velamp,能安全地限制漏极电压幅度, Velamp通过快速二极管连接到高电压输人源。实际上,低阻抗电压源由RCD钳位电路或瞬态电压抑制器(TVS)组成。为了解释电流关系,把Velamp源视为简单的电压源。
求DCM工作条件下的谷点，只要副边二极管导通，就会在原边电感两端出现折算电压并使原边电感电流下降。若新的开关周期到来,而副边电感中仍有电流流过,则原边电感工作在CCM,当开关闭合时整流二极管突然阻断。与二极管的制造技术有关,二极管的突然阻断会造成相关的损耗。如果二极管是PN结型的,折算到原边的电压可视为短路,电流检测元件上出现尖峰电流,直到二极管恢复其阻断能力。
当二极管突然阻断时，出现的振铃波形通常是由于振荡电路中存在的杂散元件，如漏电感、合电容和其他寄生元件所致。为了减少这种振荡现象，可以人为地增加阻尼环路中的欧姆损耗，即增加阻尼电阻值。通过求解与RLC电路相关的简单等式，可以确定适当的阻尼电阻值。可以使用一些速度较慢的二极管,如1N4937或1N4007,该类二极管实际上呈现出相当大的阻断损耗机理,它能对漏电感振铃产生很大阻尼作用并使其消失。瞬态电压抑制器(TVS)只有一个雪崩二极管(记住,低于6.2V有齐纳效应,超过6.2V称为雪崩效应),由于芯片尺寸大,它能吸收高功率脉冲。TVS将钳位漏极的电压偏移,如同钳位电阻所做的那样,驱散所有的功率。TVS动态电阻很小,尽管电流变化大,其钳位电压相当恒定。
反激式变换器传输功率受到限制的主要原因之一是由于存在漏电感(除变压器尺寸外)。可以看到典型的单开关电路中是通过把漏电感储能转输到外部网络来解决这一问题的——能量以热的形式耗散,效率下降。为了在高功率变换器中使用反激式结构,双开关结构可能是一种可行的办法。
有源钳位反激式变换器是目前ATX电源中备受欢迎的选择。相比传统双开关正激变换器，单开关反激式有源钳位提供了一种更高效率和更低成本的替代方案。针对ATX效率要求的提高，认证要求在50%负载时效率达到94%，在20%负载时也要保持在90%以上。有源钳位背后的原理是利用电容存储漏电感能量，以确保功率开关处于零电压开关状态，从而减少损耗。这种技术不仅可以延伸到功率超过150W的场合，还可以增加开关工作频率，减小磁性元件的尺寸。
辅助绕组，作为电源架构中的关键元件，负责在控制器启动后提供稳定的电力支持。典型的电路布局中启动电阻的设计尤为关键。为了缓解漏电感现象，有时会巧妙地融入一个小电阻（如R1）作为缓冲。辅助绕组不仅具备短路保护变换器的功能，还能在待机状态下智能切断电力供应，展现了其双重防护机制。其电压水平紧密关联于控制器性能及所选用MOSFET的特性。尽管现代元件的耐压能力有所提升，能承受30V电压的不乏其例，但多数设备仍以20V的Vos为安全上限。细查MOSFET数据手册，我们不难发现，Rps(on)指标常在10V条件下测量，这意味着在此电压下性能得到优化。若将驱动电压适度提升至12~15V区间（考虑检测电阻压降影响），虽会略增导通损耗，但总体仍在可控范围内。然而，需警惕此举可能导致驱动器功率损耗上升，并影响MOSFET的寿命，因其受驱动电压等多个参数共同制约。
在控制器的反馈信息突然消失时，输出出现短路。在启动阶段，系统工作在开环状态，但尚未实现电压调节。电路一直监控反馈环的工作，因此也具有监控启动阶段的功能。然而，市场上一些控制器缺乏短路保护电路。当输出短路时，这些控制器依赖于辅助绕组电压的消失，使控制器进入保护性脉冲工作状态。理论上，这种方法是可行的。可惜的是，漏电感会破坏电源绕组和辅助绕组之间的耦合。
反激式变换器在消费市场上最受欢迎。设计者要注意漏电感、半导体器件电压、副边二极管阻尼、副边电容有效电流、电流模式设计、仿真、低待机功率技术和最大功率失控点。
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