引言：随着国际市场上的有色金属，磁性材料，绝缘材料价格的不断上涨，直接影响到功放制作成本，传统的功放电源是用工频变压器与大容量(>10000uf)电解电容滤波两部分组成，体积大且效率低(＜85%)要想得到低纹波系数，常规做法只有加大变压器的功率与增加电容。开关电源体积小，重量轻，成本低，效率高(>96.5%)，从而已成为音响功放市场一种新的发展趋势.因此许多功放厂家想到用开关电源来取代工频变压器，但同时对于开关电源的应用，也提出许多疑问，如它的稳定性差，谐波干扰大；批量生产品质的一致性等问题。解决这些问题的办法，在乎于如何选择一种适合于功放电源的拓扑方式。针对这些情况，本文提了一种成本低，可靠性高，可操作性强的电路模式。通过对制作成功且小批量生产的3KW：±100V 15A的功放电源电路结构分析，以供大家参考。
主电路结构
主电路如图1所示：+VH：输入电压DC280～320V。若前极有PFC功率因数校正则为：380V～320V左右。D101，D102，R104，R103，双向触发管ZT1(DO-3)。C101，C102。驱动变压器T2构成启动与谐振驱动电路。
功放用LLC谐振变换器的基本电路：是由两个开关(Q1，Q2)，主变压器T1；Lp为T1的励磁电感。Ls为T1的漏电感，作为谐振电感与Cb构成的半桥结构。变压器的次极有中心抽头与全桥整流电路，构成正负100V输出。DR1，DR2为Q1，Q2的体内二极管。Cr1，Cr2为缓冲电容器，即Q1，Q2D-S之间的电容。此LLC谐振电路是由两个电感(Lp，Ls)，在Lp与Ls及Cr1，Cr2之间进行多次反复的谐振操作。充分利用变压器T1的漏感﹑励磁电感﹑以及Q1，Q2的寄生电与体内二极管。
电路的工作原理
图2所示LLC谐振变换器各部分电压及电流。Vgs是两开关管(MOSFET)的栅极驱动电压波形id为变压器初级电流波形，VS为两个开关管连结点(见图1)，iL为变压器原边电流波形，区间1在图2的周期内，高端开关Q1于t0时执行开通，在此之间电路中Lp，Ls，所产生的谐振电流是在二极管Drl内导通，高端开关Q1的漏源极之间，因二极管导通的正向压降而成为钳位状态。故Q1为ZVS导通。Lp的部分电流在变压器次级的整流电路内导通。此谐振电流于T1时为零，于下一个周期2时，即反向导通，电流由Q1的漏极自源极流通。此期间内Ls与Cb所产生的谐振电流，通过变压器T1向负载输出功率。当T2期间内Ls与Cb所产生的谐振电流为零时，即进入(周期3)此刻由Ls，Cb所产生的谐振电流状态如图2的周期3所示。于T3时高端开关(Q1)关断时，谐振电流于CR1及CR2内导通，即C1充电状态，C2成放电状态，在VS点的电位下降至接地电位前，再下降时则二极管DR2即为正向偏压状态，谐振电流转向DR2内导通，因此在T4时，低端开关Q2开通时，其漏感极间由于DR2的导通压降而形成钳位状态，所以可执行ZVS操作。其后即为周期5，此时的变压器T1的励磁电容与变压器的次级侧的整流电路内导通。
谐振电流在T5时通过“0”后变成负向，进入期间5阶段，电流从低端开关管Q2的漏极到源极流通。同时由Ls，Cb形成谐振电流通过变压器，由次级整流电路供给负载。
进入T6后Ls与Cb所产生的谐振电流为零，从T6到T7为期间7，此时由Ls，Lp，Cb所产生的谐振电流的导通状态，即如图2期间7所示。然后在T7时低端开关(Q2)关断时，谐振电流即如图2所示。
期间8所示在CR1，CR2内导通，谐振电流使CR1开始放电CR2进行充电，VS的电位升至+VH电位为止，再后则DR1即导通成为正向压降。此时高端开关(Q1)开通时，其漏源极间的电压，因DR1正向压降而成钳位状态，进行ZVS开通，T8时工作与前面的T0工作相同，如此循环往复。谐振电路继续工作。
这种LLC谐振变换器要进行ZVS工作时，只要在期间4或8期间寄生电容CR1，CR2充放电完毕即可，电路所有工作过程如图3所示。
电路特点
由于该电路运用了主功率管的结电容与变压器的漏感产生谐振，所以电流波形为平滑的正弦波，功率管D、S极的电压波形，整流管上的电压波形均为无尖刺的方波。这样使得整机的谐波干扰与损耗相对于其它硬开关高频开关电源的拓扑方式而言减到最小。特别是它的驱动信号也是由LC谐振方式产生的，波形近似正弦波.。使用谐振驱动方式减少了开关管的驱动电流对功放的干扰。在功放中用开关电源供电相对于传统的工频变压器体现出具有更低的内阻。更能够提高扬声器与功放之间的阻尼特性，使功放动态响应更快。
结语
电源是大功率专业功放的动力之源。性能的好坏直接影响到功放的音质及整机稳定性，采用谐振开关电源作为功放电源，应合理调整电路的各个工作点，使其在谐振方式下工作，可以有效的降低电路噪音及电路损耗。为日趋竞争激烈的音响业提供一款高效率，低成本的电源。
京公网安备 11010802033920号
