四路双管正激串并联输出方式在磁悬浮列车DC—DC转换器的应用

随着我国的磁悬浮列车由实验向产业化发展，其主电路的供电电压由以前的DC：750V向更高电压DC：1500V迈进。高压供电虽然解决了输电线路的铜损问题，但也带来了后级DC—DC变换器的功率器件承受高电压的问题。本次实验输入电压：1050V～1800V输出≤300V。在此提出一种串并联四路双管正激的控制方式，这种方式适用于高电压输入工作场合。串联四路双管正激大功率DC-DC变换器有如下优点：
①不用输出叠加变压器，而直接进行叠加。
②可以采用耐压1200V的IGBT(SKM300GAR或L-128D)做为功率开关。解决了IGBT串联应用时的均压问题。
③与其它大功率三电平DC-DC转换电路相比不存在功率管整流管的电压，电流的不均衡问题。
④与半桥、全桥相比不存在功率管直通而导致炸管问题。
⑤采用峰值电流控制，提高环路响应速度。
⑥不存在移相全桥或LLC谐振控制模式下，宽电压范围输入时会造成的原边环流。
⑦采用三段隔离反馈。即输入部分、输出部分、反馈部分完全隔离。降低了大功率开关工作时对控制部分产生的干扰。
一、电路工作原理
以往交错并联双管正激组合变换器应用于高电压输出场合时会出现变换器次级电压偏高、高频整流二极管电压应力大的问题。通常要用多个快恢复二极管串联以解决耐压问题，但均压设计较困难。串并联双管正激组合变换器，将器件的串并联变为电路的串并联，能够实现高频二极管的动态均压均流，适合高输入电压、大功率工作场合。双管正激变换器与全桥或半桥变换器相比，不存在桥臂直通危险，具有可靠性高的优点。缺点：双管正激变换器由于磁芯复位的需要，工作占空比必须小于50%，从而造成变压器利用率不高，变压器次级电压高，次级高频整流二极管的电压应力大。特别是在高输出电压、大功率的应用场合，变压器次级的高电压使高频整流二极管的选择变得困难，往往成为制约变换器设计的关键因素，并最终影响变换器的效率。为了减小变换器次级电压，增加变换器的容量，可将四个双管正激变换器进行组合。图(1)所示电路是一种新型的交错串并联双管正激组合变换器。在工作中，两个串联双管正激变换器的控制脉冲相对于另两个移相180°。在某些电力机车在高压输入(1800V) 应用场合，变换器的输出电压为300V左右，若采用常规的双管正激电路，这么高的电压应力给初级开关管与次级高频整流二极管的选择带来一定难度。通常采用多个IGBT，二极管串联来解决均压问题，但动态均压设计比较困难。针对这个问题，这种新型的并串型双管正激组合变换器，它应用在同样的输入输出电压条件下，通过用电路的串并联替代器件的串并联，降低的器件的电压电流应力，较好的解决了IGBT与高频二极管的动态均衡问题。采用强制平衡三电平方式，使开关管承受的最大电压为输入电压的一半。两路串联，双管正激交替工作，使电路在大功率输出的情况下；可以保证分压电容的中点电位恒定。
新型组合变换器是由四个相同的双管正激变换器在次级续流二极管处交错并联，然后再串联得到的，输出共用一组滤波电路。图1)中，Ud为支流母线电压(1050～1800V)，U0为输出电压，变压器比N=Ns/Np.为简化电路状态分析，忽略过度过程，只分析稳态过程，因为假设在所述的并串联双管正激组合变换器中，所有器件都是理想的，该电路在稳定工作状态时共有6个工作阶段。
S1、S2、S3、S4同时开通，D1、D2导通，D5、D6截止，加在滤波电感L上的电压为NUd—U0，电感电流线性上升。T3、T4的激磁电流仍在复位，CR5、CR6、CR7、CR8仍然保持导通，S1、S2、S3、S4管子电压被钳位在直流母线电压1/2Ud，加在D3、D4上的反向电压为NUd。S1、S2、S3、S4、D1、D2继续保持导通，电感电流保持线性上升。t2复位结束，S1、S2、S3、S4上的电压为1/Ud，D3、D4上的反向电压为1/2Ud。
S1、S2、S3、S4同时关断，D1、D2截止，续流二极管D5、D6导通，加在电感上的电压为-U0，电感电流线性下降。CR1、CR2、CR3、CR4导通，T1的激磁电流开始复位。加在D1、D2上的反向电压1/2Ud。
S5、S6、S7、S8开通，D3、D4导通，加在电感上的电压NUd-U0，电感电流线性上升。T1、T2的激磁电流仍在复位，CR1、CR2、CR3、CR4仍然保持导通，S1、S2、S3、S4管子电压被钳位在直流母线电压1/2Ud加在D1，D2上的反相电压为NUd。
S5、S6、S7、S8继续保持导通，电感电流保持线性上升。T1、T2复位结束，S1、S2、S3、S4上的电压为Ud/4，D1、D2.上的反相电压为NUd/2。
S5、S6、S7、S8同时关断，D3、D4截止，续流二极管D5、D6导通，电感上电压为-U0，电感电流线性下降，CR5、CR6、CR7、CR8导通，T3、T4的激磁电流开始复位。
在图2—图7中，设开关周期为T，t0～t2的时间即为DT，D为占空比。电路工作稳定时，根据电感的磁平衡可得：DT(NUd-U0)=(0.5-D)TU0
其中：Ud——输入直流母线电压；
      U0——输出直流母线电压；
     L——输出滤波电感；
所以：U0=2NDUd
由图(4)得电感电流得脉动为；
ΔIL=Nd(1－2D)TUd/
下面将并串联双管正激组合变换器(电路1)和交错并联双管正激变换器的主要特性关系比较，在相同的输入电压、输出电压和占空比工作条件下，电路1的变压器比N仅为常规电路高频变压器变比的一半。次级整流和续流二极管的电压应力降低一半，大大改善了次级高频二极管的工作条件。
在高输入，输出电压。宽范围、大功率应用场合，传统的双管正激变换器及其组合变换器为了解决初级开关管；次级高频二极管电压应力高的问题；往往要用多个IGBT；高频二极管串联以解决耐压问题。如果在运行过程中，串联的IGBT与高频二极管不能很好地均压，可能导致电路的损坏。新型四路并串联双管正激组合变换器通过将初级IGBT；次级整流二极管的串联变为电路的串联，较好的实现了IGBT；高频整流二极管的动态均压。并且从实验数据可以看出次级高频二极管只要选择1000V的管子就够了，这样提高了电路的可靠性，减小二极管导通损耗。
二、驱动反馈保护电路
大功率开关管的工作过程中，会产生许多影响到电源可靠性的因素，诸如：驱动电路的抗干扰能力，闭环反馈部分的稳定性等。由于本DC-DC变换器的功率较大，峰值(≤180秒可达80kW)，所以整机的体积也相对较大，这就造成了反馈与控制部分的距离增加，使信号的传递容易受到干扰而影响系统的稳定性，为了消除干扰提高可靠性，采取如下措施：
①采用峰值电流控制模式。芯片采用(UC3825)
②驱动采用M57962AC，驱动信号线直接布在PCB板上面，在IGBT的栅极间套非晶合金磁环。以消除干扰。
③输出电压取样采用线性隔离传感器。隔离度≥DC2500V。
④与微机通讯口的传输信号，采用A/D、D/A与宽体高隔离度光耦 (HP4503)。
⑤输出电流取样用瑞士LEM公司的磁平衡式霍尔器件。目的是减少电流采样损耗，提高信号传输的信号比。
⑥电池防反接部分取消了常规的直流接触器，因为直流接触器的寿命与运行可靠性普遍比较差，特别是在高电压工作的情况下容易拉弧。本机采用IGBT作为防电池倒灌管，与防反接保护管，这样做就使电池保护电路变成了无触点工作方式。
⑦风机供电采取温度控制PWM型式。以减少风机运行的时间而延长使用寿命。
⑧变压器，电感；吸收回路等发热器件直接安装固定在散热器上，风机只吹散热气，不吹器件；减少风机散热时带来得灰尘积累。
三、样机实验方法
①实验电源采用100kW的大功率三项调压器一台。由于实验电压高采用两只50kW的三相工频变压器，经12脉整流后输出供给后级DC—DC用。
②负载采用自制的30kW小电阻箱共用6台设备切换用。
③在机器的开关管、变压器、电感加装温度探头，以观察温度变化
④隔离高压探头及电流钳探头观察开关管与主回路的工作波形。
⑤采集数据并制成文件与数学建摸仿真数据进行比较，确定元器件参数
四、器件的选择：
开关管：西门康  SKM300GAR128D   4只
                   300GAL128D      4只
快恢复：APT     2X100D100J      16只
五，结语：
通过对四路串并联组合双—双管电路的实验，体现了这种电路在高压输入输出场合比较合理的运用。解决了大功率开关电源的可靠性问题。