[讨论] 砷化镓功率开关超高频直流变换器

fighting 2006-7-17 10:14 楼主

砷化镓功率开关超高频直流变换器
Ultrahigh frequency DC-to-DC converters using GaAs power switches

    编者按: 国外已有50MHz至250MHz的开关电源（直流变换器），值得电子变压器行业注意：研究和开发超高频电感器是已经提到面前的课题。因此特编译本文，介绍超高频开关电源的信息。
1 前言
    近十年以来在半导体集成技术中的进步，直接导致电子元件的尺寸与重量的显著减小。由于越来越多的使用多芯片模块系统，这已经成为可能，它使得非常紧凑和复杂的电子功能得以实现。同时，自从电源模块用来供给几个电压等级的输出以来，通过提高装配技术和增加工作频率，来持续增加直流变换器的功率密度便很有必要。较高开关频率下，像变压器、电感和电容之类的无源元件尺寸可显著地减小。
    最新的硅功率开关直流变换器工作在0.5到10MHz开关频率范围。但是如果频率达到50MHz或更高，两个主要限制挑战现实：
1)通常开关技术应用中传统的硅功率MOS场效应管截止频率较低；
2)与趋肤效应有关的功率损耗和在诸如绕组变压器和扼流圈之类的无源元件中的射频磁性功率损耗要增加。
    使用砷化镓功率开关，如MESFET和HEMT，代替等价的硅器件使工作频率可以增长，由于：
1)电子迁移率显著的更高（本征砷化镓器件为8500cm2/V.s，本征硅器件为1500cm2/V.s ），对获得非常小的过渡过程时间器件尤为适合；
2) 能带隙较高（前者为1.43电子伏特，后者为1.11电子伏特）允许更高的击穿电压和工作温度。
    本文的主要目的是详细介绍：
1)砷化镓功率器件，如MESFET、HBT和HEMT等工作在高频功率开关环境中的性能；
2)在高于50MHz频率的条件下超高频直流变换器的性能；
3)为了获得功率和效率高变换性能，无源与有源器件的优化。
    第2部分，为下列功率器件：MOSFET、BJT、MESFET和HEMT提出其开关特性的详细的理论和比较研究。阐明砷化镓功率开关的优点。
    第3部分，讲述专门使用砷化镓功率器件实现的增压变换器，在100MHz－1W条件下得到的第一批试验结果，详尽验证性能限制。
    最后，第4部分给出用于6V到12V，3W的优化砷化镓器件，和功率效率约75％的50－250MHz方波升压变换器的详细结果。

2 功率半导体开关特性：砷化镓技术与硅片技术器件之间的比较
    功率器件之间的比较可以通过两种特性来实现：
1)在射频电子学中广泛使用的功率加效率（PAE）和电流增益截止频率FT；
2)导通电阻Ron与输入电容CIN(kD=Ron×CIN)的乘积被称为损耗因数kD，它在开关电力电子学中广泛使用。
    III－V价功率器件仍然在射频应用中，射频设计者只考虑PAE和FT，如果打算在超高频功率开关中使用它们，建立PAE－FT与Ron×CIN之间的联系是很有意义的。事实上：
对射频器件，PAE表示出射频功率效率。它概括了工作在功率增益范围内，器件中直流损耗与射频功率损耗。FT表示了内在电流增益的截止频率。PAE和FT分别由以下表达式来定义（假设为A类放大器）：

和

其中
    PoutRF，PinRF，与PbiasDC器件的输出，输入，与供给功率；VBR与Vknee分别为击穿电压，寄生膝点电压；G (jω)射频功率增益；gin输出转移电导；CIN输入电容。
    上述PAE表达式强调射频器件中引起的两种类型的功率损耗:
    a)由(1/2)·(VBR-Vknee)/(VBR+Vknee)或简单由Vknee给出的直流损耗，它表示出晶体管的线性电压范围的下限。Vknee与器件导通时的寄生电阻Ron成比例。
    b)由1/G (jω)给出的高频或动态功率损耗。当频率增加到略低于FT的截止频率时，G (jω)减少到增益为1。
    在这个频率下，PAE下降到零。动态损耗取决于输入电容CIN。

    功率开关的直流功率损耗（或导通功率损耗）与Ron成正比，因此也与Vknee成正比（参看图1）。开关功率损耗取决于过渡过程时间，它与CIN成正比。
    因此，功率晶体管的效率，不管是在射频应用还是在开关应用中，都可以由Ron与CIN来表示。乘积Ron.CIN越小，效率越高。此外，由于乘积Ron.CIN与器件面积无关，kD可以看成是功率晶体管技术之间的比较准则。事实上，可以很容易地看出功率器件的直流功率损耗与动态功率损耗的最小值，与损耗因数kD成正比。
2.1 功率开关中使用高迁移率与大带隙材料的优点
    对场效应管或双极型晶体管，较高的载波迁移率与较大带隙的半导体都比较适用于高频功率开关。事实上，高迁移率材料与低迁移率材料相比，寄生导通电阻Ron较小与截止频率FT较高，同时，较大能带允许有较高的击穿电压，因此，掺杂等级较高，使寄生电阻Ron减小。
    为了说明这种观点，使用一个简化的理论来评估各种不同器件的损耗因数kD，强调内在参数μn（电子迁移率）与Eg（能量带隙）的作用。
例如，对MESFET，表1中给出了Ron与CIN的表达式，并把它们作为物理性能与技术参数。kD可以写成如下表达式：

考虑漏极与门极之间的击穿电压VdgB与掺杂等级ND和Eg存在如下关系（表达式在夹断时类似于肖特基二极管）：

其中kD可以作为Lds，漏极与源极电压VdgB，击穿电压μn，与Eg内在参数有关的公式表示：

这主要证明高迁移率材料的优点，例如砷化镓优于传统的硅材料，因为不仅Eg较大，μn也会高于8倍。
2.2 几种超快速功率开关器件

    类似（2）式中给出的MESFET损耗因数kD来说，表1中为每个参数总结了一个近似公式，包含大多数通用高频功率器件中的开关器件，即双极型晶体管，MOSFET与MESFET/HEMT。这些参数：是最大导通电流值Ids，击穿电压VBD，导通电阻RON，输入电容CIN，过渡过程时间τ，和损耗因数kD。
    为此，对BJT作一些假设，首先，给出在集电极轻掺杂区中，载流子达到饱和速度vs时的集电极电流最大值ICMAX，并且在这个轻度掺杂区没有附加存储电荷。其次，假设导通时基极－射极电容等于存储电容，因此可以忽略基极－射极结电容。事实上，BJT工作在线性状态时，这个假设是不合理的，但是当它工作在开关模式时，便变得合理了。也就是假设在开关状态下，功率损耗最重要的部分是由线性区之外引入的，因为不仅电压值（或电流值）在线性区之外很重要，开关周期也会很快的穿过它。
    为了对这些器件进行比较，把kD（kD已经由表1中的表达式估算出来）作为准则研究了四种应用先进技术的晶体管：一种是长方形沟槽的MOSFET，一种是GaAlAs/GaAs异质结构的双极型晶体管，一种是双凹槽砷化镓MESFET，最后一种是假晶双量子砷化镓HEMT。我们已经通过考虑它们的实际技术参数分析出开关性能（如表2）。

    表2的特性表示出砷化镓与硅晶体管之间的两个主要不同点：
    1)控制电压显著减小，允许更小的驱动功率损耗；
    2)kD因数更小。
    尽管砷化镓场效应晶体管的击穿电压小一些，但是对高频功率开关的容量更高。值得注意的是双凹槽砷化镓MESFET与双量子槽砷化镓HEMT，它们不是专门为功率开关设计的，比已提过的RMOSFET的kD小七倍。
    作为第一个结论，并且考虑到今天的砷化镓MESFET/HEMT技术已经很成熟与可靠，FT可以很容易的高于20GHz，它们在高频功率开关中的应用，为工作在高达几百MHz的变换器，提供了切实可行的解决方法。

3 砷化镓器件100MHz增压式功率变换器样机
    到目前为止，由于高频铁氧体无源元件与硅开关FET动态功率损耗的随频率上开而快速增长，直流变换器的频率限制在数十兆赫以内。
    用快速砷化镓功率开关已经在更高频率（接近100MHz）下进行过一些试验。证明了先前的研究：砷化镓功率MESFET和肖特基整流器与等价的硅器件相比较，允许工作频率增长10倍。尤其是，对一个6V/12V-6W升压转换器，可以预测100MHz时的理论效率高于80%。

在100MHz下工作可以用较小的电感器，直接印制到PCB电路图中而不用任何磁芯。目前，在100MHz下，一个25nH、3匝、空芯螺旋型线圈足以保证如增压式变换器之类的直流变换器的连续工作模式。图2是在这种开关频率下用于6V/12V-6W增压式或升压变换器中的存储电感和滤波电容的需求值的变化。这样的滤波电容，可以用尺寸非常小的表面贴片元件（SMC）。

    第一台直流升压变换器样机已经制成，用一个1A－12V 0.7μm×3200μm砷化镓MESFET与一个0.1mm2砷化镓肖特基整流器（它们的直流和射频特性汇总于表3中）。变换器结构如图3。
    注意这些元件在上述应用中并没有优化。肖特基整流器是30V IMPATT二极管；它的导通电阻RON与零电压结电容CIN实际上太大了。
    不过，这个变换器在100MHz时、采用方波连续模式工作所得到的结果令人鼓舞，尤其是，在占空比约为57％时，其效率高于50％，并且输出电压与输入电压呈线性关系（如图4）。此外，使用PSPICE软件仿真与实际测量的结果吻合很好。

事实上，从预测信号波形Ids和Idiode（图5），可以在肖特基二极管中观察到一个非常重要的反向电流：它是由导通电容的放电引起的。出现在MESFET的关断－导通的过渡过程中。这也许可以解释实际中效率为什么会得到如此小。此外，还可以观察到在关断状态下重要的漏源电压的振荡。它们在击穿区驱动MESFET，引起附加损耗。仿真中未使用MESFET的击穿模式，因此可以得到的效率较高。
还有，可调整肖特基区域的面积，如果有必要可以重新设计有源区的结构，将可能对这些结果进行改进。用PSPICE软件进行时域仿真，使用优化的砷化镓开关，表明其效率至少可增长20％（图6）。

4 低乘积RON×CIN砷化镓肖特基整流器的设计

由于目前还没有商用砷化镓肖特基功率整流器可供使用，自己制造出一种平面掺杂垂直剖面的 Metal/N/N++砷化镓结构，可以获得约25V的击穿电压。晶体外延附件结构如图7所示。它的RON×CIN因数约为5Ω·pF，比第一台样机中使用的因数要小。
已经用实验研究了几种肖特基触点金属和台面蚀刻过程：主要是耐高温的WSi（钨硅）和易蒸发Ti/Pt/Au（钛/铂/金）。蚀刻由CF4/CHF3的活性离子蚀刻或化学蚀刻（NH4OH/H2O，2:1:100,5分钟）。理论结果汇总于表4，表中给出了肖特基势垒高度φB （即内部电压），理想因数N与击穿电压VB(100mA/mm2)。

    这些特性，主要是击穿电压，看上去在台面蚀刻过程中很敏感。用RIE蚀刻过程的器件得到比较差的结果，或许是由于表面边缘断层的存在，与/或者可能由于台面型前面金属的不洁净，导致击穿电压较低（如图8中电子显微镜图片所示）。化学蚀刻得到的干净的表面剖面（尽管在图象中出现了一点不洁净），便是为什么能够得到好性能的原因。实际上化学蚀刻的钛/铂/金肖特基二极管，表现出27V的击穿电压，0.74V的势垒高度，1.04理想因数，导通电阻约为0.16Ω，和零电压节点电容接近于31pF（二极管面积为200μm×200μm）。

5 优化的全砷化镓基片制作的100MHz增压式变换器
    使用上一节中描述的优化的27V砷化镓整流器，接触面积为150μm×150μm，15V-2A、C波段商用功率MESFET（FLL55MK），增加一个快速过渡过程时间的门驱动器，一个优化存储电感器和一个宽带直流滤波系统，已经设计出一种新颖的增压式（或升压式）变换器样机。
    通常在MESFET中，门极驱动器允许把脉冲发生器与功率MESFET相匹配，可获得约500ps的过渡过程时间。
    电感器已经可以在一个低介质常数基片（εr=2.2）上实现，其厚度足以使接地寄生电容最小。通过电子沉积，加厚9μm厚的铜条，减少寄生串联电阻（图9）。

MIM-chip直流解耦电容与表面贴片元件并联，是为了在高频范围内抑制串联寄生电感可以达到2nH的影响。由于电流斜率di/dt可以高于500A/μs，因此这样的寄生电感可以使电压超调量约为10V。图10所示安装的MIM片状电容，可以减少寄生效应。详细的电路结构如图11。
还有，为了使变换器完全屏蔽，直流输入/输出接头处增加PI（比例加积分电路）结构高频带通滤波器（参看图12）。

    电路的有效面积约为10mm×20mm。
    Vds，Vgs和Vout信号可以通过高阻抗无源探测器观察到，直接在铝基片上实现，并与一个13GHz取样示波器相连。
5.1 实验结果
    注意为了防止击穿电压相对较低引起的有源器件的过早失效，变换器主要在低输入输出电压条件下进行测试。

    变换器的效率与输出电压与输入电压的关系曲线如图13，占空比为63%，电压比为1：2效率与输出电压与控制信号占空比的关系曲线如图14，输入电压为6V。变换器在100MHz工作下，负载电阻为47Ω。
    这些曲线图清楚的证实所预测的变换器效率的增长。主要的是一个6V：12V 3W－100MHz升压式变换器效率已经达到了70％。还有，占空比在35％与65％之间变化，已经得到5V和13V之间的大范围输出电压。
    同样，也可以测出输入电压为4V，负载电阻为47Ω的条件下，效率和输出电压随开关频率的关系曲线（图15）。获得的最佳工作范围约为125MHz，在这个频率下，直流功率损耗与动态功率损耗相等。当频率达到250MHz时其效率高于60％。

    如图16所示在Vds与Vgs信号波形上的寄生振荡，与第一台样机的数值相比有明显减少。另一方面，对变换器的直流输出电压做频带在0.1MHz与11GHz之间的频谱分析，显示出谐波幅度低于45dBm（输出为3W或35dBm）。比第一台样机观察到的谐波幅度要好得多，第一台样机的输出滤波器仅简单地使用表面贴片电容器制作。这种结果强调了输出滤波器中使用MIM片状电容的作用。
    图16中，叠加在Vgs电压上的高频寄生电压振荡，不适用于如MESFET之类的低击穿电压器件。这个问题可通过用一个在这些振荡频率下功率损耗大的电感器来解决。它允许增加与MESFET和二极管整流器并联的总阻抗的电阻分量，从而减小振荡幅值而不引进任何附加功率损耗。
5.2 采用高频损耗电感器得到的结果
    如前所述，高频损耗电感已经用高频磁性材料制成，因此它的损耗因数τs(δ)/μi在100MHz时可以忽略，而在频率更高时增大。已经用U17磁芯制成，磁芯的初始化磁导率μ约为10，截止频率约为300MHz。其射频提取自感和等效串联电阻如图17所示（从网络分析仪测量中推导出来的参数）。

    在输入电压为6V，负载电阻为47Ω 时，已测得采用这种电感器后的效率和输出电压与开关频率的关系曲线。与空芯电感变换器相比有显著改进，尤其是工作模式为6V：12V，3W时，在100MHz下获得74％的效率，50MHz下效率为80％（图18）。
    这是到目前为止报道的最好的结果。
    最佳频率接近于50MHz，其中直流与动态功率损耗非常相似。实际上，频率小于50MHz时变换器工作在准连续区内，准连续区内电感器电流的50到200MHz的谐波成分与连续区内相比很大。由于电感器高频寄生电阻下使功率损耗增加。在频率高于100MHz时，产生开关功率损耗，因为与过渡过程时间相比，功率MESFET过渡过程时间不能再被忽略，效率下降。

    观察Vds的波形，它清晰的显示出寄生振荡明显减小（图19）。
此外，用铁氧体铁芯电感代替空芯电感，解决了电磁干扰的最小化问题，变换器性能有所提高。但是工作频率仍然决定于铁氧体的截止频率。

6 结论
    超高频直流变换器中用砷化镓开关之后，与传统硅片器件相比，可以使开关频率增加十倍。一种简化的比较理论强调这种器件使用砷化镓的内在优点。用未优化或者经优化的砷化镓开关如MESFET与肖特基势垒整流器，所获得的结果是令人鼓舞的。第一次报道100MHz下效率为74％，250MHz时效率为60％的6/12V－3W升压式变换器。
    已制成的样机的有效电路面积，可以充分用在板上电源模块中，但是用MM IC技术可以使设计更加紧凑。
    此外，变换器的非常短时间响应（估计小于1μs ）可以为一些诸如供给射频放大器的模块化电源之类的新颖的应用，提供一个现实的解决方案。
    最后，由于在功率变换领域中使用超高效率传输线变压器，对电路设计者来讲将开辟出一个全新的应用前景。

参考文献
IEEE Transactions on Power Electronics，16卷, 第5期,pp.594-602页,2001年9月

文章作者：朱梅云吴新余译