在过去至少20年间，MOSFET已经被选择为很多开关模式电源设计的开关器件。由于它们较高的开关速度和更加简便的驱动特性，MOSFET已经取代了很多应用与功率级中的双极性结型晶体管 (BJT)。然而，对于基于反激式的低功率AC/DC充电器等应用，相对MOSFET，BJT具有某些明显的优势。
由于它们不同的器件结构，高压BJT的制造成本要低于高压MOSFET。正因如此，额定电压在1kV或者以上的BJT的价格要低于通用输入离线反激式转换器中常见的600V或650V MOSFET。
优势是显而易见的。由于BJT具有较高的电压额定值，泄露尖峰会高出几百伏特，不过仍然处于所要求的开关降额设计范围内。根据尖峰的幅度不同，常常有可能在不使开关过压的情况下完全移除缓冲器。
移除缓冲器
优点：
- 减少了物料清单 (BOM) 上的组件数量，从而实现一个更小、成本有效性更高的解决方案。更为重要的一点是，你可以移除缓冲器二极管，而这通常是一个600V的部件。
- 减少连接至高压开关节点的组件数量，从而减小这个节点的面积。由于较高的瞬时电压变化率 (dv/dt) 和较大的电压摆幅，这个节点中任何的寄生电容都会产生很明显的有害电流。这些电流会产生噪声信号，进而干扰到控制器或者是电路板上的其它器件，或者是来自电源的电磁干扰，因此需要滤波以满足协调放射标准。
- 通过节省由缓冲器电阻器上的稳定状态电压所导致的功率耗散 (= Vreflected/Rsnubber2 )， 可以提高效率。
高输入电压
另外一个可以利用BJT高压额定值的应用就是带有高压或三相输入的应用。一个标准的230V三相输入将有一个大约565Vdc的峰值线路至线路电压。这个峰值电压往往是连接在一个单相位之间的设备的额定值要求，在故障情况下，这个负载的一个相位会使中性点电压被拉至其中一个线路电压。虽然很多设计人员用大型、昂贵且具有较高RDSON 的MOSFET来实现这个条件下的开关额定值，或者通过将两个电压较低的MOSFET级联在一起去实现所需额定值，但使用单个高压BJT可以同时减少系统尺寸，减少系统成本。
设计注意事项-EMI。
不使用缓冲器的设计人员也许会担心未经缓冲的电压振铃将增加元件的传导性放射，并因此需要额外的滤波。
图1和4显示的是在缓冲器安装和移除后，同一元件传导性放射间的差异。这些波形显示了两种情况下泄露电感尖峰间的差异。
如你所见，移除缓冲器不会在泄露电感振铃频率上（大约15MHz）测量到任何的传导性放射差异。
图1：230VAC – 6.5W负载下，未安装缓冲器时的传导性放射曲线图
图2：按照图3中的波形，230VAC – 6.5W负载下，安装了缓冲器时的传导性放射曲线图
设计注意事项—驱动电路。
基极驱动电流、晶体管的电流增益和反激式变压器的磁性电感组合在一起决定了BJT反激式电路能够提供的峰值功率。这些参数必须能够支持工作频率下，传送所需输出功率所要求的初级峰值电流。
对于一个断续模式反激式电路的POUT为：
在这里一个被用作开关的BJT必须在间隔时间内被驱动为饱和状态，以最大限度地减少接通状态传导损耗。换句话说，为了生成集电极电流，你必须为BJT提供更多的基极电流，这将才能使集电极电流在初级电感内流动：
当基极电压低于Vth时，会使基极中过多的载流子重新组合，延迟了FET的关闭。非常有必要尽可能减小这个关闭延迟的占空比，基于这个原因，BJT上的开关频率受到限制，通常为60kHz左右。
理想情况下，提供的基极电流使器件刚刚通过饱和区域，并在接通时间结束时到达激活区域，从而减少了关闭时的载流子数量，并减少了关闭延迟。
图5：器件区域与Ic、Ib和Vce之间的关系
BJT所需要的驱动越来越复杂是MOSFET在很多应用中取而代之的一个原因。诸如TI UCC28720和UCC28722等器件已经通过根据负载动态调节驱动电流解决了这个问题。在更低的负载水平上，减少的基极电流确保了基极区域在关闭时不会有大量的剩余电荷。 这些器件在驱动引脚上还特有一个1W拉电阻，以便在关闭期间使基极-发射极结短接，这样的话，BJT可以保持额定集电极到发射极 (VCES) 电压。为了保持VCES 额定值，需要在关闭期间用一个低阻抗连接将基极节点与接地短接，并且需要确保在集电极电压上升到高于Vceo 之前，集电极电流已经停止传送，以避免二次击穿。
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