反激变换器准谐振控制器ICE1QS01的应用电路简介

0 引言

ICE1QS01是英飞凌公司推出的一种输出功率范围从1W到300W，带或不带功率因数校正(PFC)的反激式变换器控制器。该控制器IC工作在准谐振模式，典型应用包括TV，VCR，DVD播放机，卫星接收机和笔记本电脑适配器等。

为了在轻载下降低功率消耗，ICE1QS01随着负载的减小，其开关频率逐步数字式地降至20kHz的最低值。同时，随频率降低保持准谐振模式。在从满载到空载的整个负载范围内，能够平稳工作。当工作频率降低时，IC的数字抗抖动电路可以消除过零信号的连续跳动，尤其是可以避免电视机中因偏转引起的负载连续变化产生的抖动。为了减小功率MOSFET的开关应力，功率晶体管总是在最低的电压上接通。电压调整既可利用内部误差放大器，也可利用外部光耦合器。由于采用新的初级调节方法，在变压器控制绕组与控制输入之间的外部整流电路，可用一个电压分配器来取代。在待机模式下，IC自动进入突发模式，待机输入功率远低于1W。保护功能包括Vcc过压/欠压锁定，主线电压欠压关断和电流限制等。ICE1QS01的启动电流仅约50μA，它是一种低功耗绿色SMPS芯片。

1 芯片的封装与电路组成及其功能与工作原理

ICE1QS01采用P-DIP-8-4封装，引脚排列如图1所示。表1列出了各引脚的功能。

图1 ICE1QS01的引脚排列

表1 引脚功能 引脚 符号 功能简述

1 N.C 未连接

2 PCS 初级电流模拟(simulation)输入

3 RZI 调整与过零信号输入

4 SRC 软启动和调整电容器连接端

5 OFC 过电压故障比较器输入

6 GND 地

7 OUT MOSFET栅极驱动器输出

8 VCC 电源电压施加端

ICE1QS01芯片主要由比较器，触发器和数字处理电路组成，具体如图2所示。

图2 ICE1QS01芯片电路组成

在图2所示的电路中，左上角部分为折弯点(foldback point)校正单元。该部分电路的功能是在MOSFET导通期间，从脚RZI流出一个电流，电流源CS4提供的0.5mA的电流被扣除，所得到的电流I4乘以0.2(即为I3)，被馈送到IC的PCS脚，从而增加PCS脚外部电容的充电电压斜率。当AC线路电压升高时，MOSFET的导通时间缩短，最大输出功率保持不变。主线电压通过Vcc偏置绕组并经连接在脚RZI上的一支电阻来检测。

在脚RZI内部，门限电平5V和4.4V的比较器用于初级调整，门限电平1V和50mV的比较器分别是振铃抑制时间比较器和过零信号比较器。

在图2的右上角是计数器、定时器和比较器组成的数字频率降低电路以及反相输入端为VRM=4.8V与VRH=4.4V并带VRH锁定的比较器和反相输入端VRL=3.5V并带VRL锁定的比较器。

在图2的中央是软启动和通—断(on-off)触发器。软启动触发器通过通—断触发器的上升沿(并利用沿检测器ED1)置位。通—断触发器通过反相输入端15V的比较器(图2左下方)置位。该比较器上面是20V的Vcc过电压比较器，下面是145V和9V的欠电压比较器。IC脚PCS内部电阻R2连接一个开关，该开关由一个与门输出控制，与门的输入来自通—断触发器的输出。在开关接通时，脚PCS外部电容放电到1.5V。当进入PCS脚的电流低于100μA时，在主线欠电压比较器输出产生一个低电平输出信号。该输出信号经一个与门和或门电路置位脉冲锁定触发器，与门的另一个输入是接通时间触发器的反相输出。

位于图2中间下方的是突发触发器和脉冲锁定触发器。突发触发器由IC脚SRC内的2V比较器输出置位。突发触发器的输出，连接到脉冲锁定触发器的置位输入。脉冲锁定触发器的输出，影响接通时间触发器的复位输入。接通时间触发器的输出，连接到IC脚OUT内的输出缓冲器。脉冲锁定触发器也可由20V的过电压比较器置位。

IC脚SRC内部的电流源CS1为SRC脚外部电容器提供500μA的放电电流。与CS1并联的电流源CS2，通过软启动触发器激活。CS2的电流通过50ms定时器控制逐步改变，以此为软启动产生上升的调节电压。

一个20kΩ的上控电阻R1下端在内部连接到SRC脚，上端通过开关连接到5V的参考电压。该开关由一个触发器的输出控制，该触发器通过接通时间触发器的输出下降沿置位，以产生振铃抑制时间。接通时间触发器由过零信号经过一个与门复位，该与门的另一个输入是下部第二个触发器的输出。当RZ1脚上的脉冲高度超过44V的门限时，第二个触发器置位。

在图2右上部的数字频率减小电路中，4位加/减(UP/DOWN)计数器的寄存数决定变压器退磁后的过零信号数。过零信号计数器计数输入过零信号，并由一个比较器检测和放大。只要过零计数器存储数与加/减计数器存储数相等，比较器就发送一个输出信号至接通时间触发器，从而使功率MOSFET导通。为避免抖动，加/减计数器的存储数仅在50ms定时器确定的每个50ms周期之后加1或减1改变，这种变化取于VRH和VRL锁存状态。如果两个锁存处于低态，计数器增加1。如果仅VRL锁定置位，加/减计数器仍不变化。如果VRL和VRH被置位于高电平，加/减计数器减少1。在此之后VRH与VRL锁定被复位。在接下来的50ms内，VRH与VRL锁存将再次置位。当IC脚SRC上电压VSRC<3.5V时，VRL锁定置位，加/减计数器加1;当VSRC>4.4V时，VRH锁定置位，加/减计数器减1。在一个大的负载跳跃这后，为能迅速调节到最大的功率电平上，只要VSRC>4.8V时，加/减计数器被置位到1(0001)。

2 应用与设计

2.1 应用实例与电路简析

图3是由ICE1QS01作控制器的200W高端电视机SMPS电路。该电路输入AC90～264V，4路输出电压/电流分别为135V/0.75A，30V/1.2A，15V/0.5A和7V/1.2A。

图3 基于ICE1QS01的200W彩色电视机SMPS电路

连接于桥式整流器输出与大容量滤波电容C07之间线路上的电感器L08，二极管D08以及在D08正极与功率开关S01漏极之间的电容C08，组成PFC电荷泵电路。其作用是与输入端EMI滤波器一起，可在桥式整流器输入端产生正弦波电流。ICE1QS01内集成低功率待机突发模式电路，可使待机输入功率低于1W。在负载减小时，利用集成数字处理电路能使开关频率逐步降低，并不产生任何抖动。当待机开关S1断开时，参考二极管D60导通，输出电压V2调节值由齐纳二极管D61确定。当ICE1QS01脚4上的VSRC低于2V时，集成在芯片上的突发模式电路启动。在激活内部突发模式比较器后，栅极驱动输出(OUT)切换到低电平，Vcc关闭门限由正常模式下的9V增加到14.5V。在突发模式期间，MOSFET导通时间至少为其最大导通时间的1/7。在突发之间的中断时间(tbreake)缩短，输出纹波通过跨越在AC主线输入与二极管D26和D27接点之间的电容C21的一个附加充电电流而降低。

二极管D62为正常模式与待机突发模式之间的过渡状态而加入。当待机开关S1闭合但输出V2已经无载时，加入D62可保证在突发模式下的正常周期。当V2变低时，参考二极管D60被关断。

ICE1QS01脚3外部电阻R38和R29充当变压器脉冲的分压器，脚3上的脉冲幅度约为4V。电容C29用作减小变压器过冲。其脚2与DC干线电压之间的电阻R22决定欠电压锁定门限。R22与电容C22相结合，可固定最大可能输出功率。

2.2 主要元件选择

2.2.1 变压器设计要点

在图3所示的应用电路中，变压器T1的参量已基本标明。在此仅简要叙述变压器的计算公式。

首先，必须计算SMPS最大输入功率。若SMPS最大输出功率为Pout(max)，效率为η(通常取80%)，最大输入功率Pin(max)为

Pin(max)=Pout(max)/η(1)

在最低AC线路电压VAC(min)下，SMPS初级平滑电容器(如图3中的C07)上的DC电压VDC(min)为

VDC(min)=

VAC(min)Fnum(2)

式中：Fhum=0.9，为初级电容器上100Hz电压纹波系数;

VAC(min)在通用宽范围AC供电线路下，通常为85V或90V。

在最高AC线路电压VAC(max)(如264V)下，初级电容器上的最高DC电压VDC(max)为

VDC(max)=

VAC(max)Fcp(3)

式中：Fcp为在初级电容器上的过电压因数，当SMPS不带PFC时，Fcp=1;若SMPS带PFC，Fcp=1.1。

通过初级绕组的最大平均电流IP(max)可由式(4)计算。

IP(max)=Pin(max)/VDC(min)(4)

变压器初级绕组匝数Np的计算公式为

Np=(5)

式中：Vd(max)=600V，为MOSFET允许最高漏极电压;

Bmax=300mT，为变压器磁芯最大允许磁通密度;

Fos为初级绕组过冲因数，当不带PFC时，Fos=1.3，当带PFC时，Fos=1.8;

磁芯有效截面积Ae和参量AL，可以从根据Pin(max)选择的变压器提供的数据中查得。

每匝次级电压Vts为

Vts=(6)

MOSFET的最大漏极电流Id(max)为

Id(max)=2IDC(max)(7)

MOSFET最大导通时间ton(max)和最大截止时间toff(max)分别可用式(8)和式(9)计算。

ton(max)=(8)

toff(max)=(9)

SMPS最低自由振荡(free runnign)频率为

fmin=(10)

如果SMPS最低频率fmin<20kHz，即进入可闻音频范围，应根据式(5)重新计算，Bmax取一个较低的值。

2.2.2 ICE1QS01各引脚外部主要元件的选择考虑

对于图3所示的应用电路，IC1(ICE1QS01)各引脚外部主要元件的选取依据如下。

1)IC1脚2(PCS)上的电阻R22与电容C22

当流入脚2的电流低于100μA时，内部主线欠压保护电路启动。在电容C07上的最低DC电压VDC(min)根据式(2)取114V，于是R22=1.14MΩ，可取1MΩ标准电阻。

当R22选定之后，电容C22可根据式(11)计算。

C22=VDC(min)ton(max)/(R22×3.5V)(11)

2)脚3(RZ1)外部电阻R38，R29与电容C29

R38的计算公式为

R38=VDC(min)Nr/(Np×0.5mA)(12)

式中：Nr为变压器(T1)调节绕组匝数。

当选取VDC(min)=114V，Nr=7匝和Np=28匝时，R38=57kΩ，可选取56kΩ标准电阻。

R29与R38组成调整绕组感应电压的分压器。调整绕组感应电压(正值)为15V，考虑到初级和次级调节，R29可根据式(13)和式(14)确定。

R29=R38/〔(15V/5V)-1〕(13)

R29=R38/〔(15V/4V)-1〕(14)

在R38=56kΩ下，R29取值范围为20～28kΩ。

电容C29的计算公式为

C29=1000ns/R38(15)

据此，C29可选择22PF的陶瓷电容器。适当选择C29可在脚3得到令人满意的电压波形，保证MOSFET在最小的漏极电压上导通。

3)脚4(SRC)上接地电容C28

接电容影响调整尤其是初级调整的速度，但不影响软启动速度(原因是内部数字软启动电路被激活)。C28通常选取1.5～10nF的容值。

4)脚7(OUT)外部MOSFET栅极电阻R35

选择R35=33～100Ω，在MOSFET功率耗散与射频噪声(EMI)之间提供较理想的折衷方案。

5)脚8(VCC)外部阻容元件

电容C26容量选取33μF(25V)即可。若C26过大，启动时间过长，并且突发频率较低。

C27充当射频滤波电容，可选取C27=100nF。

电阻R26可用于增加突发频率，取值范围为0～50Ω。R37充当射频滤波元件并对Vcc起稳定作用，取值范围为0～100Ω。

ICE1QS01脚5(OFC)不用接地。

3 结语

ICE1QS01是一种被优化的新型准谐振控制器，其采用的适合于低端电视的低成本初级调节可以确保SMPS安全、可靠和有效地工作。这种调节技术因无须被隔离的次级反馈环而降低了成本。为了满足低待机的需要，此IC特别增加了间歇模式和采用了独特的数字式减频特性的技术，消除了影响系统稳定性的抖动和支持稳定的输出电压。