安森美1200V碳化硅MOSFET M3S系列设计注意事项，您知道吗？
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安森美 (onsemi) 1200V碳化硅 (SiC) MOSFET M3S系列专注于提高开关性能，相比于第一代1200V碳化硅MOSFET，除了降低特定电阻RSP (即R DS(ON) *Area) ，还针对工业电源系统中的高功率应用进行了优化。此前我们描述了 M3S的一些关键特性以及与第一代相比的显著性能提升 ，本文则将重点介绍 M3S产品的设计注意事项和使用技巧 。
由于NTH4L022N120M3S的阈值电压具有 NTC，因此在最高结温T J(MAX) = 175°C时具有最低值。即使数据表中的典型V GS(TH) 为2.72V，但在考虑样品25%的工艺变化和温度系数的最坏情况下，它可能会降至1.5V。这意味着超过1.5V的噪声会导致开启。这具有很大的潜在风险，因此需要考虑抑制噪声，这使得设计变得困难和复杂。
即使成功抑制，由于电桥应用中的米勒电容器，可能会因所谓的寄生导通效应而导通，如图9 (a)所示。当上开关导通时，下开关两端的电压变化为dV CE /dt。电流通过寄生米勒电容C GD 和外部电阻流入地。该电流可近似表示为C GD *dV CE /dt，会在路径中的电阻器上产生压降。如果电压超过阈值电压，即使在关断后也会引发寄生导通。
图9 (b)中的红色波形显示了通过该路径测得的电流。电流峰值与dv/dt成正比，并导致电阻器两端产生峰值电压。这意味着该电流将限制外部栅极电阻（R G （ON） 和R G （OFF） ）的选择。图9 (c)是峰值电压值，通过电流乘以路径中的总外部电阻R G(EXT) 计算得出。较高的 R G(EXT) 会导致较高的电压尖峰，因此面临意外开启的风险。如果V GS(TH) 为2.72V并且不使用负偏压，则R G(EXT) = 4.7Ω，因寄生导通的可能性较高，所以要限制使用。而R G(EXT) = 2Ω则没有问题。在所有dv/dt范围内避免超过V GS(TH) 的情况。增加R G(EXT) 可以降低dv/dt，但要计算增加R G(EXT) 后dv/dt的减少值，电压峰值增加值，这将导致在电桥应用中，选择合适的电阻变得困难。
有四种缓解方案可以建议， 第一种是单独导通和关断栅极电阻以改变电阻，第二种是在栅极和源极之间添加电容以分流米勒电流，第三种是使用负栅极偏置电压来提高阈值电压， 最后是使用额外的晶体管进行有源米勒钳位。避免此问题的有效且简单的方法是使用负电源电压。图9(c)中，如果施加-3V，则实际阈值电压变为5.72V，因此可以更灵活地选择栅极电阻。
(a) 寄生导通机制
(b) 测量的米勒电流与 dv/dt
(c) V GS 尖峰峰值电压与 dv/dt 的关系
图 9. 寄生导通现象
与硅MOSFET通常使用10V和IGBT通常使用15V作为栅极驱动电压不同，碳化硅MOSFET由制造商根据不同的V GS(OP) 条件或根据每个产品进行推荐。这可能意味着该技术尚未成熟，仍然有许多挑战需要克服，例如SiC/SiO2界面缺陷、沟道迁移率差、栅极氧化物质量和V GS(TH) 稳定性问题。
随着正栅极偏压的增加，导通电阻(R DS(ON) )降低，并且使外部碳化硅SBD的导通开关损耗(E ON )降低，但关断开关损耗(E OFF )没有大的变化，如图10（a）和（b）所示。需要在栅极驱动电路设计上更仔细，并会导致更高的栅极驱动损耗。增加的电压和不可避免的电压尖峰将对栅极氧化物造成更大的压力。众所周知，较高的正偏压会导致V GS(TH) 产生更大的漂移，从而导致R DS(ON) 和E ON /E OFF 等电气性能下降。
负栅极偏压增加到负值，关断开关损耗 (E OFF ) 会降低，导通开关损耗 (E ON ) 没有变化，如图 10 (c) 所示。在体二极管中，正向电压 (V F ) 增加，如图10 (d)所示，这是由于V GS =0V时沟道关闭不稳定以及负偏压增加时，沟道电流减少所致。反向恢复特性会稍微变差。同样，也会对栅极氧化层产生更大的应力，因此可能导致V GS(TH) 发生更大的漂移，并且高电源电压可能会给栅极驱动电路设计增加复杂性。
综上，一般建议1200 V M3S产品采用−3/18V，如“V GS(OP) ，推荐工作栅极电压”部分所述，这是通过综合考虑性能和可靠性，提出的优化建议。可以选择不同电压来优化每个应用的工作状态。例如，如果设计人员希望体二极管具有较低的V F ，并且可以接受E OFF 增加，那么0V驱动是不错的选择。 如果不能满足 EMI 规定，并且在效率和热性能方面有足够的余量，那么15V驱动将是一个不错的选择。
(a) 根据正栅极偏压的R DS(ON)
(b) 根据正栅极偏压的开关损耗
(c) 根据负栅极偏置的开关损耗
(d) 根据负栅极偏压的正向电压
图 10. 根据V GS 的性能
在开关性能方面，R G(EXT) 越小，开关损耗越低。但是，对栅极的强驱动会导致di/dt和dv/dt过高，电路板中的寄生电感和电容会导致电压和电流急剧尖峰，以及高频L/C谐振。设计人员应找到合适的R G(EXT) ，以满足符合EMI下的最佳性能。
图11(a)描述了一般开关波形中EMI干扰的主要来源。所有这些EMI源都与di/dt和dv/dt有关。高di/dt导致寄生电感上的电压尖峰L*di/dt，高dv/dt导致寄生电容中的电流尖峰C*di/dt。并且两者都会触发数十或数百MHz的L/C谐振振荡，直接影响EMI。
图11(b)表明，在相同的反向恢复条件下，E ON 由导通di/dt主导，而E OFF 由关断dv/dt主导。在开关性能和EMI之间处于权衡关系。如果V GS(OP) 固定，则可以通过R G(EXT) 来控制，因此需要优化R G(EXT) 。如果PCB布局不好，寄生参数很高，可能无法通过给定的di/dt和dv/dt满足EMI规范，如果没有机会进一步修改PCB布局以最小化 寄生 元件，则需要通过增加R G(EXT) 来降低di/dt和dv/dt。才有可能满足EMI规范，代价是牺牲系统效率。
(a) 开关中的EMI源
(b) di/dt和dv/dt通过R G(EXT)
图 11. EMI考虑因素
本应用笔记介绍了安森美1200V M3S碳化硅MOSFET与第一代SC1相比的主要特性，可以看出M3S取得了显著的改进，如表3所示。图12显示了系统的实际性能，在40kHz开关频率下测量的5kW升压变换器的效率。结果明确显示M3S比SC1表现更好，特别是在轻负载下，在该范围内开关性能占主导地位，因此说M3S是更适合高开关频率应用的产品。
表 3. 主要性能比较汇总表，所有数据均在同一测试台上、在一个典型样品的条件下进行测量。 （V GS = −3 / 18V，R G(EXT) = 4.7Ω，V DS = 800V，I D = 40A，L σ = 30nH, 14A灌/拉驱动器, 25°C, di/dt RR = 2A/ns)
图 12. 5kW升压转换器的测量效率
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