正确计算的 MOSFET 导通过程可确保器件以最佳效率导通。

在设计基于 MOSFET 的电路时，您可能想知道打开 MOSFET 的正确方法是什么？或者简单地说，应该在器件的栅极/源极上施加什么最小电压才能完美地打开？

虽然对于许多数字系统来说，这可能不是问题，但 DSP、FPGA 和 Arduinos 等 5V 系统需要提升其输出，以便为连接的 MOSFET 提供最佳开关条件。

在这些情况下，设计人员开始查看MOSFET的规格，以获得阈值电压数据。设计人员假设MOSFET在超过此阈值电平时将导通并改变状态。

然而，这可能并不像看起来那么简单。

什么是阈值电压V总务（千）

首先我们必须认识到，阈值电压，表示为V总务（千）不是电路设计人员该担心的。

确切地说，是栅极电压导致MOSFET的漏极电流超过250 μA的阈值电平，这是在实际应用中通常永远不会发生的条件下进行测试的。

在某些分析过程中，使用恒定的5V进行上述器件测试。但该测试通常在器件的栅极和漏极相互连接或短路的情况下实施。您可以在数据表本身中轻松获取此信息，因此此测试没有什么神秘之处。

上表显示了示例MOSFET的阈值电平和相关测试条件。

对于所需的应用，设计人员可能会担心称为“感应”栅极电压的可怕情况，这可能是一个严重的问题，例如在同步降压转换器的低侧MOSFET中。

如前所述，这里我们也必须明白，跨越阈值 V总务（千）级别可能不会强制设备进入击穿击穿状态。该电平实际上告诉设计人员MOSFET刚刚开始导通的阈值，而不是完全结束的情况。

建议在MOSFET处于关断状态时，栅极电压保持在V以下总务（千）水平，以防止电流泄漏。但是，在打开它时，可以简单地忽略此参数。

传递特性曲线

您将在 MOSFET 数据手册中找到另一个名为传输特性的曲线图，解释其响应栅极电压增加时的导通行为。

确切地说，这可能与栅极电压和器件外壳温度的电流变化分析更相关。在此分析中，VDS保持在固定电平但高电平，约为 15V，数据表规格中可能未显示。

如果我们参考上图所示的曲线，我们会意识到，对于20 A漏极电流，3.2 V栅源电压可能不够。

这种组合将导致VDS为10 V，典型功耗为200瓦。

传输曲线数据对于在线性范围内工作的MOSFET很有用，但曲线数据对于开关应用中的MOSFET可能不太重要。

输出特性

显示MOSFET完全导通条件的实际数据的曲线称为输出曲线，如下所示：

在这里，对于各种级别的 V一般事务人员MOSFET的正向压降作为电流的函数进行测量。器件工程师使用此曲线数据来确认栅极电压的最佳水平。

对于确保 MOSFET 完全导通的每个栅极电压水平［RDS（开启）］，我们得到一系列压降（V一般事务人员）在漏极至源极两端，与漏极电流具有严格的线性响应。范围从零开始，向上。

对于较低的栅极电压（V一般事务人员），当漏极电流增加时，我们发现曲线失去了线性响应，穿过“膝盖”，然后变平。

上述曲线细节为我们提供了2.5 V至3.6 V栅极电压范围内的完整输出特性。

MOSFET用户通常可以将其视为线性函数。然而，相比之下，器件工程师可能更愿意更多地关注图中的灰色区域，该区域表示施加栅极电压的电流饱和区域。

它揭示了已触及饱和点或饱和极限的当前数据。此时，如果 VDS增加将导致电流略有增加，但漏极电流的小幅增加可能导致更大的VDS.

对于增加的栅极电压电平，使MOSFET能够完全导通，绿色阴影区域将向我们显示该过程的工作点，指示为阻性（或欧姆）区域。

请注意，此处的曲线仅显示典型值，不包括任何最小或最大边界。

在较低的环境温度下工作时，该器件将需要更高的栅极电压才能保持在电阻区域，该区域可能会以0.3%/°C的速度上升。

什么是MOSFET RDS（on）

当器件工程师必须遇到MOSFET的输出特性时，他们基本上希望了解RDS （打开）的器件参照具体操作条件。

通常，这可以是 V 的混合一般事务人员和我DS穿过曲线偏离直线的区域，进入灰色阴影指示的部分。

考虑到上面讨论的示例，栅极电压为3.1 V，初始电流为10安培，工程师将知道RDS（开启）将倾向于大于估计值。话虽如此，我们是否期望MOSFET制造商提供这方面的近似数据？

两个数量 VDS和我DS在曲线中很容易得到，它可能变得太诱人，并且经常屈服于，在得到的R处除以两个量DS（开启）。

但是，遗憾的是我们没有RDS（开启）用于此处的评估。它似乎不适用于上述情况，因为对于代表电阻的负载线的任何部分，必须以线性方式穿过原点。

也就是说，可以像非线性电阻一样以聚合形式模拟负载线。

至少，这将保证对实际工作的任何理解在原点（0，0）得到维持。

栅极电荷曲线特性

正是栅极电荷曲线数据实际上为我们提供了有关MOSFET导通规格的真正提示，如下图所示：

尽管上述曲线是所有MOSFET数据手册的标准曲线，但MOSFET用户很少理解基本指示。

此外，MOSFET布局（如沟槽和屏蔽栅极）的现代进步要求修改数据寻址。

例如，名为“栅极电荷”的规范本身可能略有误导。

曲线的线性和分割部分看起来不像对电容器充电的电压，无论它可能表现出多少非线性值。

确切地说，栅极电荷曲线表示两个非并联电容器的相关数据，具有不同的幅度并承载不同的电压电平。

理论上，MOSFET栅极端子的功能电容由以下公式定义：

C国际空间站= CGS+ CGD

其中 C国际空间站= 栅极电容，CGS= 栅极源极电容，CGD= 栅极漏极电容

尽管测量该单位并在数据表中指定似乎相当简单，但必须注意的是，术语C国际空间站实际上不是真正的电容。

认为MOSFET仅通过施加在“栅极电容C”上的电压导通可能是完全错误的。国际空间站“。

如上图所示，在MOFET导通之前，栅极电容不带电，但栅极漏极C处的电容不带电GD具有需要消除的负电荷。

这两种电容都具有非线性性质，并且它们的值随着施加电压的变化而变化很大。

因此，需要注意的是，决定其开关特性的是MOSFET的存储电荷，而不是特定电压电平的电容值。

由于构成C国际空间站具有不同的物理属性，它们往往会以不同的电压电平充电，要求MOSFET的导通过程也要经历两个阶段。

对于电阻和电感应用，精确顺序可能不同，但通常大多数实际负载都是高感性负载，可以如下图所示模拟该过程：

栅极充电时序

MOSFET 的栅极电荷时序可以从下图中研究：

可以通过以下解释来理解：

T0 - T1： CGS从零到V 的电荷总务（千）.VDS或我DS不进行任何更改。

T1-T2，MOSFET 中的电流开始上升，以响应来自 V 的栅极电压增加总务（千）高达平台电压V全科医生。

在这里，IDS增加并从0 V达到满载电流，尽管VDS保持不受影响且保持不变。伴电荷通过C的积分形成GS从 0 V 到 V全科医生和 QGS在数据表中给出。

T2 - T3：观察T2和T3之间的平坦区域，它被称为米勒高原。

在开关接通之前，CGD充电并保持至电源电压 V在，直到我DS在T2处达到峰值I（负载）。

周期T2和T3之间的时间，负电荷（V在， w全科医生） 转换为相对于平台电压 V 的正电荷全科医生。

这也可以可视化为漏极电压从V下降在几乎为零。

所涉及的电荷等于大约 CGD从 0 到 V 的积分在，显示为 QGD在数据表中。

在 T3 - T4 期间，栅极电压从 V 爬升全科医生到 V一般事务人员，在这里我们发现 V 几乎没有任何变化DS和我DS，但有效的 RDS（开启）随着栅极电压的升高而略有下降。在高于 V 的某个电压电平下全科医生，为制造商提供足够的信心来固定有效 R 的上限DS（开启）。

用于感性负载

MOSFET沟道中由于感性负载引起的电流上升需要在电压开始下降之前完成。

在平台开始时，MOSFET 处于关断状态，在漏极至源极两端存在高电流和电压的情况下。

在时间T2和T3之间，电荷QGD应用于MOSFET的栅极，其中MOSFET特性在最后从恒流转换为恒阻模式。

发生上述转换时，栅极电压V没有明显变化全科医生发生。

这就是为什么将MOSFET导通过程与任何特定水平的栅极电压相关联绝不是一个明智的主意。

关断过程可能也是如此，它要求以相反的顺序从MOSFET的栅极消除相同的两个电荷（如前所述）。

场效应管开关速度

虽然QGS加 QGD共同确保 MOSFET 将完全导通，它不会告诉我们这将以多快的速度发生。

电流或电压的切换速度取决于栅极电荷元件的施加或移除速率。这也称为栅极驱动电流。

虽然快速上升和下降速率可确保MOSFET中的开关损耗更低，但这些损耗也可能引起与峰值电压增加、振荡和电磁干扰相关的系统级复杂问题，尤其是在感性负载的关断时刻。

上述图7所示的线性下降电压设法取Cgd的恒定值，这在实际应用中几乎不会发生在MOSFET上。

准确地说，栅极漏极电荷CGD对于高压超结MOSFET，如SiHF35N60E表现出显著的高线性响应，如下图所示：

存在于 C 值中的变异范围.rss（反向转换）在初始200 V内大于1：100.因此，电压相对于栅极电荷曲线的实际下降时间看起来更像图7中红色的虚线。

在较高的电压下，电荷的上升和下降时间以及它们的等效dV/dt值更依赖于C的值.rss，而不是表示为 Q 的整条曲线的积分GD.

当用户想要比较不同设计环境中的MOSFET规格时，他们应该意识到MOSFET的Q值只有一半GDVALUE不一定具有两倍的开关速率快两倍或开关损耗降低50%的特点。

这是因为，根据CGD曲线及其幅度 在较高电压下，MOSFET很可能在数据手册中具有低Qgd，但不会增加开关速度。

总结

在实际实现中，MOSFET的导通是通过一系列过程实现的，而不是通过预定的参数进行的。

电路设计人员必须停止想象V总务（千），或者电压电平可用作栅极电压，用于将 MOSFET 输出从高 R 切换到低 RDS（开启）。

考虑拥有R可能是徒劳的DS（开启）低于或高于特定的栅极电压电平，因为栅极电压电平本质上并不决定 MOSFET 的导通。而是收费QGS和QGD引入执行作业的 MOSFET。

您可能会发现栅极电压上升到V以上总务（千）和 V全科医生在充电/放电过程中，但这些并不那么重要。

同样，今天的MOSFET打开或关闭的速度可能是Q的复杂函数GS或 QGD.

为了评估 MOSFET 开关速度，尤其是先进的 MOSFET，设计人员必须对器件的栅极电荷曲线和电容特性进行全面研究。