2020年01月12日 | 如何使用网络分析仪精确地测量噪声系数

我们今天的目的之一是让您能够更好地理解在噪声系数测量中的测量精度问题，测量精度无论是对产品研发还是对产品生产都是很重要的。

精确测量噪声系数的重要性

在产品研发过程中，更高的噪声系数测量精度不仅意味着在产品的仿真和测量结果之间可以有更好的相关性，有助于设计人员更快地把电路模型精细化，它还意味着系统设计人员可以对诸如雷达之类的发射/接收系统的性能进行更好的优化。当把系统的性能指标分解成系统所有各个部件的性能指标时，系统设计人员必须要根据测量精度给每个器件的指标增加防护频带，器件的设计人员也会据此对其器件进行性能验证。具体说到噪声系数，改善的测量精度和更小的防护频带意味着 LNA 可以有更好的技术指标，进而达到使用较小功率的发射放大器就能够获得同样的系统总体 SNR 的目的。由此可以使用更小、更轻、更便宜的发射机，这对于机载和星载应用是极为重要的。

在产品的生产测试中，改善的测量精度还可以允许使用较小的防护频带，这样可以在多个测试站的测量结果中取得更好的相关性，这意味着需要返工的产品越来越少，良率和吞吐量都大有提高，测试成本也进一步下降。更小的防护频带还可以让产品的技术指标更出色、更具竞争性，从而可以以更高的价格销售或是占据更多的市场份额。

噪声系数概述

什么是噪声系数 ？

噪声系数是用来描述一个系统中出现的过多的噪声量的品质因数。把噪声系数降低到最小的程度可以减小噪声对系统造成的影响。在日常生活中，我们可以看到噪声会降低电视画面的质量，也会使无线通信的话音质量变差；在诸如雷达等的军用设备中，噪声会限制系统的有效作用范围；在数字通信系统中，噪声则会增加系统的比特误码率。系统设计人员总是在尽最大努力使整个系统的信噪比 （SNR） 达到最优，为了达到这个目的，可以用把信号提高的办法，也可以用把噪声降低的办法。在像雷达这样的发射/接收系统中，提高信噪比的一种方法是用更大的大功率放大器来提高发射信号的功率，或使用大口径天线。降低在发射机和接收机之间信号传输路径上的损耗也可以提高 SNR，但是信号在传输路径上的损耗大都是由工作环境所决定的，系统设计人员控制不了这方面的因素。还可以通过降低由接收机产生的噪声来提高 SNR－通常这都是由接收机前端的低噪声放大器 （LNA） 的质量决定的。与使用提高发射机功率的方法相比，降低接收机的噪声 （以及让接收机的噪声系数的指标更好） 的方法会更容易和经济一些。

噪声系数的定义是很简单和直观的。网络的噪声因子 （F） 的定义是输入信号的 SNR 除以输出信号的 SNR：

F = （Si/Ni）/（So/No），式中：

Si = 输入信号的功率

So = 输出信号的功率

Ni = 输入噪声功率

No = 输出噪声功率

把噪声因子用分贝 （dB） 来表示就是噪声系数 （NF）： NF = 10*log （F）

这个对噪声系数的定义对任何电子网络都是正确的，包括那些可以把输入信号的频率变换为另外一个输出频率的电子网络，例如上变频器或下变频器。

为了更好地理解噪声系数的定义，我们以放大器为例。放大器的输出信号的功率等于放大器输入信号的功率乘以放大器的增益，如果这个放大器是一个很理想的器件的话，其输出端口上噪声信号的功率也应该等于输入端口上噪声信号的功率乘以放大器的增益，结果是在放大器的输入端口和输出端口上信号的 SNR 是相同的。然而，实际情况是任何放大器输出信号的噪声功率都比输入信号的噪声功率乘以放大器的增益所得到的结果大，也就是说输出端口上的 SNR 要比输入端口上的 SNR 小，即噪声因子 F 要大于 1，或者说噪声系数 NF 要大于 0 dB。

在测量并比较噪声系数时，必须要注意的是我们在测量过程中是假定测试系统能够在被测器件 （DUT） 的输入端口和输出端口上提供非常完美的 50 Ω 端接负载。但在实际测量中，这样完美的条件永远不会存在。稍后我们会讨论如果测试系统没有完美的 50 Ω，系统会对噪声系数的测量精度造成怎样的影响。同时，我们也会讲解各种校准和测量方法如何校正由于不理想的 50 Ω 源匹配引起的误差。

另一种用来表达由放大器或系统引入的附加噪声的术语是有效输入温度 （Te）。为了理解这个参数，我们需要先看一下无源端接所产生的噪声量的表达方式－kTB，其中 k 是玻尔兹曼常数，T 是以开尔文为单位的端接温度，B 是系统带宽。因为在某个给定的带宽内，器件产生的噪声和温度是成正比的，所以，器件所产生的噪声量可以表示为带宽归一化为 1 Hz 的等效噪声温度。例如，一个超噪比 （ENR） 为 15 dB 的商用噪声源所产生的电噪声等效于温度为 8880 K 的负载端接。任何一个实际器件的噪声系数都可以表示为一个有效输入噪声温度。显然 Te 不是放大器或变频器的实际物理温度，它是输入端接与一个噪声为零的理想器件相连时的等效温度 （单位为开尔文），该器件在输出端口上会产生同样大小的附加噪声，Te 与噪声因子的关系是：

Te = 290*（F - 1）

图 1 显示了 Te 和噪声系数的关系曲线。虽然大部分 LNA 的特征是用噪声系数来描述的，但是当 LNA 的噪声系数小于 1 dB 时，就会经常用 Te 来描述其噪声特征。在进行与噪声功率相关的计算时，Te 也是一个很有用的参数。

图 1. 有效噪声温度和噪声系数的关系

噪声系数的测量技术

有两种测量噪声系数的主要方法。最常用的是 Y 因子法或冷热源法，是德科技的噪声系数分析仪和频谱分析仪都是用这种方法测量噪声系数。

Y 因子法使用经过校准的噪声源－包括专门设计的通/断噪声二极管，在噪声源的后面还有一个可提供较好的输出匹配的衰减器 （图 2）。当二极管关闭，即没有偏置电流存在时，噪声源会对被测器件呈现出室温端接负载。当二极管被反向偏置时，它所产生的雪崩效应会产生一个超过室温端接负载的电噪声，这个额外产生的噪声量被表征为 “超噪比” （即 ENR）。对于一个给定的噪声源，ENR 的值会随着频率而变化。根据内部衰减器的情况的不同，典型噪声源的 ENR 标称值的范围在 5 dB 到 15 dB 之间。使用噪声源可以在被测器件的输出端口得到两个噪声功率的测量结果，这两个测量结果的比值 （称为 Y 因子） 可用来计算噪声系数。使用 Y 因子法进行测量还能生成被测器件的标量增益。

图 2. 超噪源的原理图

第二种测量噪声系数的方法是冷源法，有时也把这种方法叫做直接噪声测量法。在被测器件的输入端口连接一个冷 （通常是室温的） 端接负载，另外再单独测量被测器件的增益。使用矢量网络分析仪 （VNA） 测量噪声系数就经常采用冷源法，因为这可以使我们在测量放大器或变频器时，只需通过单次连接，就可以完成诸如 S 参数、压缩、噪声系数等多项指标的测试。

Y 因子法

我们在这里要详细介绍 Y 因子法。使用噪声源我们可以进行两个噪声功率测量。一个是在噪声源处在冷状态 （噪声二极管关闭） 下进行，另一个是在噪声源处在热状态 （噪声二极管打开） 下进行。从这两个测量和噪声源已知的 ENR，我们就可以计算出两个变量： 被测放大器的标量增益和噪声系数。

在对被测器件进行测量的同时，测试仪器中的噪声接收机的噪声也会被测量到。为了去除附加噪声对测量结果的影响，在测量开始之前需要进行校准，校准的过程就是把噪声源与测试仪器相连，然后测量内部噪声接收机的噪声系数。使用一个简单的数学表达式就可以把被测器件的噪声系数从整个系统的噪声测量结果中提取出来。这一步骤被叫做第二级噪声校正，这是因为被测器件的噪声系数是基于测试仪器中的噪声接收机在第二级的增益和噪声系数进行校正的。

如果我们把放大器的输出噪声功率与其输入噪声功率的关系画成图的话，只要这个放大器是线性的，那么关系图曲线就会是一条直线，如图 3 所示。对于 LNA 来说，这是一个很好的假设，因为它们的目的就是放大那些远离放大器压缩区域的低电平信号。即便是输入噪声为零，由于放大器内部有源电路自身会产生噪声的机理，在放大器的输出端口上还是会有一定的噪声。这个由放大器自身所产生的噪声就是噪声系数测量中所要标定的量。从图中我们就可以轻松地看出，为什么在求解放大器的增益 （直线的斜率） 和噪声系数 （从 Y 轴截获点导出） 时需要进行上述两个噪声功率测量。

图 3. Y 因子法的图解

冷源法

我们在这里要详细介绍冷源法。冷源法的技术在概念上是很简单的，被测器件的输入端始终在室温 （所谓的 “冷” 端接） 条件下，只进行噪声功率测量，测得的噪声是经放大的输入噪声再加上放大器或变频器所产生的噪声。如果可以精确地知道放大器的增益 （或变频器的变频增益），那么就可以从测量结果中把经放大的输入噪声去掉，只留下由被测器件产生的噪声，由此就可以计算出噪声系数。为了能够在冷源法测量中得到精确的结果，我们必须要对被测器件的增益了如指掌。矢量网络分析仪使用 2 端口矢量误差校正技术和其他先进的校准方法可以达到冷源法所需的精度，因此，冷源法是矢量网络分析仪进行噪声系数测量的理想选择。

同 Y 因子法一样，冷源法也需要一个校准步骤来表征仪器内部噪声接收机的噪声系数和增益。另外，这一步骤也需要一个噪声源来完成；或者也可以使用功率计做扫频测量来确定接收机的有效噪声带宽。注意，冷源法所使用的噪声源或功率计只是在校准时才用到，被测器件进行测量时就不需要。

图 4 是输出噪声功率与输入噪声功率的关系图，在这里，我们可以单独测量被测器件的增益而得到这条直线的斜率。接下来只需进行一次功率测量就能确定这条直线和 Y 轴的交点，从而确定该直线在图中的位置，这样就可以推导出被测器件的噪声系数。

图 4. 冷源法的图解

注意，当使用 VNA 测量被测器件的增益时可以采用矢量误差校正技术，由此得到的增益测量结果要比用 Y 因子法测得的更加精确。矢量误差校正要求对被测器件的四个 S 参数都进行测量，这需要分析仪做正向和反向两次扫描。在后面我们将会讨论如何利用被测器件经过校正的 S11 和 S22 参数来校正测量结果中的其他误差。冷源法已经被进一步开发和应用到变频器的测量，其中输入频率和输出频率并不相同。

限制测量精度的因素

使用 Y 因子法测量时的假设条件

Y 因子法的测量精度依赖于对放大器和测试系统所做的几个假设，这些假设条件的有效性会因测试系统和被测器件的 S 参数和噪声参数不同而变化。

第一个假设条件是噪声源与被测器件具有良好的 50 Ω 匹配。这种假设虽然不是很完美，但是当被测器件与噪声源直接连接时，特别是使用 ENR 较小的噪声源时 （ENR 较小的噪声源比 ENR 较大的噪声源往往有更好的匹配），这种假设还是比较合理的。不过，当在噪声源和被测器件之间加入了其他的电网络时，这种假设就不是很好了。我们稍后会看到，与理想的 50 Ω 源匹配的偏离会在测量结果中造成相当大的误差。

我们在后面会举几个例子，您可以看到把噪声源与被测器件直接连接在一起要么不切实际，要么就根本不可能。首先，很多航空航天/国防设备和商用微波通信设备本身是没有同轴连接器的，例如，相控阵雷达系统上的很多发射/接收模块都有输入输出微带线，要求测试夹具和商用同轴测试设备进行连接。另一个例子是单片微波集成电路 （MMIC），对它们的测试往往是在把它们进行封装之前直接在半导体晶圆上进行，在这种情况下，必须使用同轴共面测试探头把测试设备接到被测器件。在上述实例中，我们都没有办法把噪声源和被测器件直接进行连接。

在很多情况下即便是被测器件有同轴连接器，但是由于需要用自动测试设备 （ATE） 进行测量，需要同时连接多台仪器来充分表征被测器件的特征，例如，需要用网络分析仪测量 S 参数和增益压缩，用频谱分析仪、信号源和噪声源测量互调失真和噪声系数等特征，在这种情况下，就必须在测试设备和被测器件之间增加一个开关矩阵，因此，当测量噪声系数时，也是无法把噪声源直接接到放大器的输入端口。

在无法把噪声源和被测器件的输入端口直接相连的情况下，附加的电缆、适配器、开关、测试夹具和/或探头都会引起额外的损耗和反射，这些会使测试系统的有效源匹配性能降低。虽然通过把噪声源的 ENR 值进行标量校准可以减轻测量附件带来的损耗影响，但是源匹配的劣化所造成的影响是不容易去除的，这自然会导致测量精度下降。

第二个假设条件是噪声源的输出匹配在冷热两种状体下是不变的。实际情况则是有一些变化存在，因为噪声二极管的阻抗在其有偏置电压和无偏置电压的条件下是不一样的。对于 ENR 小并且在二极管和输出连接器之间的衰减比较大的噪声源，这种冷热状态的变化导致的阻抗变化会小一些。

第三个假设条件是无论连接的是噪声源还是被测器件，测试仪器中的噪声接收机的噪声系数都是一样的，即便是这两种不同的器件与噪声接收机相连时所呈现的源阻抗有所不同。不过实际情况是噪声接收机的噪声参数将确定其噪声系数如何随源阻抗而变化，这意味着第二级噪声校正应根据被测器件的 S22 参数进行调整。

最后一个假设条件是与放大器的可用增益有关，在计算放大器的噪声系数时会用到这个指标，它是放大器的输入和输出端口都是共轭匹配的情况下放大器的增益。使用 Y 因子法测得的增益实际上是标量功率增益，只有当被测器件的输入和输出匹配接近 50 Ω 时，这个标量功率增益才接近于放大器的可用增益。对于一些匹配很差的器件，例如没有匹配的晶体管，要想得到真正的可用增益需要测量其全部 4 个 S 参数，如果不使用 VNA 是没有办法做到的。

这些假设条件对 Y 因子法测量精度的影响可通过噪声系数不确定度计算器很好地进行分析，该程序涵盖了所有因素所产生的影响，稍后我们会举例说明这个计算器程序给出的分析结果。在下一节内容中，我们将对 Y 因子法和冷源法的测量精度做更为详细的分析。

噪声系数测量结果中不确定性的来源

为了能够理解噪声系数测量精度和不同测试方法的区别，我们必须要理解测试系统中误差的来源以及它们是如何与被测器件互相作用的。有各种因素都会造成噪声系数测量结果中的不确定性。使用不同的测试方法和不同级别的误差校正会导致测量结果中误差的幅度大为不同，有些误差的来源对于两种测试方法来说是共有的，而有些误差来源则是每种测试方法所特有的。

共有的误差来源包括仪器的不确定性和 ENR 的不确定性，通常测试仪器中只有这两个误差来源是标有指标的。ENR 的不确定性由噪声源的制造商给出，其大小取决于表征超噪比所用的测试方法；仪器的误差通常是最小的误差源。但是如果认为总体测量精度仅仅取决于上述两个技术指标那就错了。

抖动是两种测试方法中另一个共有的测量误差来源，它来自于对低电平随机信号 （噪声） 的测量。抖动是用来对一个噪声很大的信号的平均噪声功率测量精度进行定量分析，它可以被看作是噪声系数测量结果轨迹上的噪声量 （与 S 参数测量结果中的高电平轨迹噪声类似，但通常还要大一些），它与噪声测量的时长和测试系统的带宽有关。在 PNA-X 上通过增大噪声平均值可以扩展测量带宽或增加积分 （测量） 时间，从而把这种误差来源的影响降低到可以接受的程度。噪声平均值计算只是测量噪声功率时在噪声系数测量环节中会用到，它是独立于在整个噪声系数测量轨迹上所用的扫描平均而被特别控制的。

最后一个共有的误差来源是测试系统的漂移，这主要是因为温度的变化而引起的。测试系统始终存在着漂移，但它可以通过对系统的再次校准而解决。

正如前文所述，人们希望噪声系数测量是用理想的 50 Ω 测试系统进行。如果测试系统的源匹配不是理想的 50 Ω 的话，就会产生两种测量误差来源。如果这些误差不被校正的话，那么它们往往会成为影响噪声系数测量不确定性的最主要因素。

失配误差

第一种因为不理想的系统源匹配产生的误差来自于测试系统与被测器件的输入匹配的交互作用，引起与噪声信号频率的失配。这种失配效应与使用正弦信号测量 S 参数时的失配效应相同，图 5 显示了使用 Y 因子法测量时的失配效应。虽然大多数高频 LNA 的输入匹配额定值都是 50 Ω，但是实际输入匹配会因频率的不同而在这个值上下浮动。这对于噪声源源匹配以及位于噪声源和被测器件之间的任何电网络的源匹配同样适用。根据被测器件输入匹配的不同，从噪声源出来的一些噪声功率会被放大器的输入端口反射回来，假如噪声源能够提供理想的 50 Ω 匹配，那么反射的功率会全部被吸收， LAN 在 50 Ω 匹配条件下的真正噪声系数也就可以测量。不过，如果噪声源不能提供理想的源匹配，那么一些噪声功率就会被再次反射回被测器件，这些被再次反射回来的信号会与原始信号形成相消或相长的互相干扰，这个由匹配的相对相位而定。如果频率跨度足够宽能够显示一个或更多的反射周期，这种失配的效应就可以从测试结果的典型纹波图案中看出来。尽管经常会因为频率跨度太窄或测试点数太少的缘故而看不出纹波，但是误差始终存在于测量结果中。

图 5. Y 因子法中的失配误差

对于使用 Y 因子法进行测量，由于噪声源 （或噪声源与适配器、电缆、开关或探头级联之后） 的不理想匹配，以及频谱分析仪和噪声系数分析仪无法用数学计算的方法来消除误差的影响，失配误差可以非常大。对于使用冷源法进行测量，失配误差的大小取决于被测器件输入端口上 50 Ω 端接的质量；也可能与误差校正技术的类型有关。用已经过适当误差校正的 VNA 采用冷源法测量时，因为 VNA 可以测量测试系统和被测器件的 S 参数，并用数学方法对这种失配效应进行补偿，因此测量结果中的失配误差极小。

噪声参数的影响

很多测试工程师都不了解另一种同样由不理想的系统源匹配引起的误差。实际上由被测器件产生的一些噪声会从器件输入端口出来，经过系统源匹配反射之后又重新进入到被测器件。这个被反射回来的噪声会使被测器件的噪声系数发生变化，这种变化取决于反射噪声功率的相位和放大器内部各种噪声源的相关性，因此，测得的噪声系数将随着系统源阻抗而变化。

LNA 设计人员非常了解这种效果，他们会测量放大器的每个独立器件的噪声参数，这些噪声参数可以帮助设计人员估算某个器件的最小噪声系数，以及在怎样的源阻抗 （最佳反射系数） 条件下才能获得这个最小的噪声系数。噪声参数还会告诉设计人员，当系统源阻抗偏离最佳值时，放大器的噪声系数会发生怎样的改变。对于给定阻抗的改变，噪声系数的变化幅度对于放大器和变频器来说是不一样的，有些器件对源阻抗的变化是很敏感的，而有些器件则不是。了解了关于器件的噪声参数和 S 参数的知识，LNA 设计人员就能够针对具体应用而着手设计匹配的电路，以便优化放大器的增益和噪声系数。

当测量噪声系数时，如果不对噪声参数的影响进行补偿，那么噪声参数就会产生很大的误差。在下一节里会详细探讨这个话题。

什么是噪声参数

噪声参数在被测器件的输入端口和测试仪器内置噪声接收机的输入端口上都会产生影响。要想了解为什么噪声参数会给测量结果带来误差，我们首先需要了解什么是噪声

参数。放大器的噪声参数描述了噪声系数随着源阻抗 Γs 而变化的情况。在史密斯圆图上，噪声参数通常被绘制为恒定噪声系数圆 （图 6）。一组给定的噪声系数圆是在某一个频率上有效的。对任何一种放大器，不论是独立的放大器还是嵌入到变频器前端的放大器，在达到某个最优阻抗时就会出现一个最小噪声系数，我们把这个最优阻抗叫

做 gamma-opt （Γopt）。源阻抗偏离最优阻抗越远，放大器的噪声系数就会越大。放大器的噪声参数与晶体管内偏置电流和工作频率都有关。

图 6. 噪声参数被绘制为恒定噪声系数圆

噪声系数效应和源阻抗可以通过噪声参数的数学公式来表示：

从这个公式中可以看到噪声因子 F 是随着源阻抗 Γs 而变化的。除了 Z0 （50 Ω 系统基准阻抗） 之外，还有三个被称作噪声参数的常数 （两个标量常数，一个矢量常数）。这四个噪声参数是： Fmin （最小噪声因子）、Γopt-magnitude、Γopt-phase （对应于 Fmin 的最优源阻抗） 和 Rn （噪声电阻，这是一个灵敏度参数，控制当源阻抗偏离 Γopt 时噪声系数的降级速度）。恒定噪声圆是由公式中的那些包含 Γs 在内的绝对值平方项决定的。

噪声的相关性

为了解为什么器件的噪声系数会随着输入匹配而变化，我们需要仔细看一下放大器上有噪声的双端口模型。一个有噪声的双端口网络会有两个噪声来源： 一个是和输入端口有关的，另一个是和输出端口有关的。从数学的角度看，噪声发生器可以表示为电流源或电压源，或者是两者的组合。图 7 下方显示了噪声分析最常用的模型，因为它把噪声发生器与理想的增益模块分隔开来，并把噪声发生器置入放大器的输入端口，这会让人们更容易地理解源匹配与两个噪声发生器的交互作用。通常情况下这两个噪声源是彼此独立的，但是它们之间也会因为放大器在物理和电气方面的特征而表现出一定的相关性。

图 7. 双端口噪声模型

理解两个噪声源之间的相关性对于很好地理解噪声参数是至关重要的。在图 8 中，如果两个噪声源是完全相关的话，那么它们的瞬时 （电压或电流） 波形的差值就是比例因数 （增益）；如果它们是完全不相关的，那么每个波形就会是真正的随机波形，而且彼此毫不相关。对于真实世界中的放大器来说，两个噪声源之间相关的量介于完全相关和完全不相关这两种极端情况之间，这是因为与输入端口和输出端口有关的噪声发生器在放大器中共享有源电路。这些物理噪声发生器会向正反两个方向发出噪声 （这有助于产生相关性），但是在每个方向上的幅度和相位的变化将会是不一样的 （这有助于产生非相关性）。例如，晶体管会在一个方向上产生增益，而在另外一个方向上则会产生损耗。如果在这两个噪声源之间存在一定的相关性的话，那么就会有某个源阻抗值能够提供导致最大噪声抵消效果所需的幅度和相位偏移 （Γopt），这个源阻抗值会产生最小的噪声系数。

图 8. 噪声的相关性

噪声参数的概念直接关系到我们精确测量 50 Ω 噪声系数的能力。当测试系统的源阻抗在 50 Ω 附近变化时，Γs 就会在靠近史密斯圆图中心的几个噪声圆之间变来变去，所测得的被测器件噪声系数也会随之改变。图 9 显示了一个 15 dB ENR 噪声源在不加电状态下的输入匹配，虽然它的中心是在 50 Ω 上，但是它的反射系数很明显是随着频率的变化而改变的。如果不对 VNA 的源匹配进行校准，情况会更糟糕，考虑到 VNA 更为复杂的组成结构，这一点也就不会令人吃惊了。因为放大器的噪声系数是随着源阻抗而变化的，人们可以看出传统的噪声系数测量系统为什么会因为不理想的源匹配而产生非常明显的测量误差。这种效果所产生的影响显示在测量结果上就是会出现很多的纹波，这些纹波很难与因为失配误差所造成的纹波分辨开来。源匹配的变化越大，在噪声系数测量结果中引入的误差也就越大。

图 9. 噪声源和 VNA 的源匹配

噪声参数的影响对 Y 因子法和冷源法都是存在的。在用 Y 因子法进行测量所得到的结果中，即便是在把噪声源直接与被测器件进行连接的情况下，由噪声参数所引起的误差照样存在，只不过是如果噪声源的匹配很好的话，通常这种误差会比较小而已。不过在多数情况下这种误差会很明显，这要取决于在测量中所使用的是哪一种噪声源以及在什么频率上进行测量。如果在噪声源和被测器件之间增添其他的元器件，即便是对这些元器件引起的损耗进行了补偿，也会出现更大的测量误差。

当使用 VNA 用冷源法进行测量时，如果不采用衰减器或源校正技术的话，那么系统原始的源匹配通常也是比较差的。使用 PNA-X 独特的矢量源校正方法 （稍后会进行介绍），实际得到的源匹配非常理想，这样被测器件或 PNA-X 内置噪声接收机的噪声参数对测量结果造成的不确定性就会很小。

噪声系数误差模型

在分析了噪声系数测量中的主要误差来源之后，现在我们来了解一下在校准和测量过程中表示测试系统和被测器件交互的直观误差模型。图 10 是一个简化的 Y 因子法的不确定性模型，ENR 不确定性在校准和测量的过程中都存在，失配误差是由噪声源、噪声接收机和被测器件的不理想 （不是严格的 50 Ω） 匹配造成的。噪声源的不理想匹配还造成噪声参数误差，导致噪声接收机和被测器件的噪声系数会随着频率而发生变化，这个误差源取决于噪声接收机和被测器件的噪声参数。相比之下，抖动和仪器的不确定性是比较小的误差源。

图 10. Y 因子法的不确定性模型

图 11 是使用 PNA-X网络分析仪实施冷源法的简化的不确定性模型，其中噪声源用于校准 PNA-X的低噪声接收机。在校准过程中要比 Y 因子法的校准多了几步操作。因为冷源法测量不会用到噪声源，因此 ENR 不确定性只在校准过程中存在。注意，尽管在模型中出现了失配和噪声参数误差项，但由于使用了是德科技先进的误差校正技术，这些误差是极小的。S 参数的不确定性、接收机输入匹配的不确定性和阻抗调谐器反射系数的不确定性都是额外的误差源，但是因为使用了矢量误差校正技术，这些误差都是非常小的。抖动仍然存在，这和 Y 因子法中的情况是一样的，仪器的不确定性等效于动态精度，这两项误差来源都很小。