2021年03月10日 | 频率范围扩展 - 频谱分析基本原理

随着越来越多无线业务的引入和部署，可用频谱资源越来越紧张。所以，在更高频率上对新产品和新业务的开发已经成为目前的趋势。另外，新微波技术的持续发展也带动了更多微波频段测量能力的需求。频谱分析仪的设计人员已经开发了使用同轴输入直接调谐至 50 GHz 的仪器，而使用外部混频技术甚至可以测量更高的频率。今天我们将介绍能够使 频谱分析仪调谐至这些高频率的主要技术。

内部谐波混频

在以前我们的频谱分析仪原理文章中我们描述了一种可调谐至 3.6 GHz 的单一频段的频谱分析仪，现在我们希望能将频谱分析仪 调谐至更高的频率。实现这种频率扩展的最实际的方法是采用谐波混频。

下面我们将循序渐进地加以说明。在推导之前频谱分析仪原理文章中的调谐方程时，我们发现需要用低通滤波器来阻止高频信号到达混频器输入端，结果形成了调谐到 3.6 GHz 的单一响应、单一频段的分析仪。现在我们希望观察并测量较高频率的信号，所以必须去除该低通滤波器。

在推导调谐方程时，我们研究过的其他因素是本振和中频的选择。我们认为中频不应处于所关注的频段内，因为这会在调谐范围内形成一个无法进行测量的空白区域。所以我们将中频选为 5.1 GHz，使它处在所关注的最高调谐频率之上（3.6 GHz）。由于新的调谐范围将大于 3.6 GHz，所以将新的中频移至 3.6 GHz 以下是很合理的事。在是德科技频谱分析仪中用于这些较高频率范围的典型第一中频值是 322.5 MHz。

在下面实例中我们将使用这个中频值。总之，对于低于 3.6 GHz 的低频段，第一中频是 5.1 GHz；对于高频段，我们切换第一中频至 322.5 MHz。在图 1-1 中，第二个中频是 322.5 MHz，所以想要分析仪调谐至较高频率范围时，我们需要做的是将信号旁路绕过第一个中频。

在之前频谱分析仪原理文章中，我们通过数学计算得出需要一个低通滤波器的结论。而接下来我们要讨论的情况更加复杂，我们将采用较易理解的图式法来研究所发生的情况。低频段的情况相对简单，所以先由它着手。给出的所有图形均以横轴表示本振频率，纵轴表示信号频率，如图 1-2 所示。我们已经知道，每当输入信号频率与本振相差一个中频频率时，便得到一个频率等于中频的混频分量（从而在屏幕上显示一个响应），所以我们可以通过将本振频率加上或减去中频简单地确定分析仪所调谐到的频率。

图 1-1. 低频段和高频段的切换图 1-2. 在低频段、高中频时基波混频调谐曲线

为了确定调谐范围，接下来我们在图 1-2 中用虚线描绘出本振频率和信号频率的关系。从虚线的值减去中频可以得到 0 至 3.6 GHz 的调谐范围，这是第 2 章所确定的调谐范围。注意，在图 7-2 中这条线被标记为“1−”，表示基波混频并采用调谐方程中的负号。我们可以通过这个图来确定接收特定频率信号所需的本振频率或者对于给定的本振频率分析仪所调谐的频率。为了能显示一个 1 GHz 信号，本振必须调至 6.1 GHz。当本振等于 8 GHz 时，频谱仪则调谐到接收 2.9 GHz 频率的信号。本文中对第一中频值将四舍五入到小数点后一位，实际中频频率（5.1225 GHz）则表示在方框图上。

现在，我们给图 1-2 中的本振线加上中频则得到另一个基波混频频段，这就是靠近上方标记为 1+ 的实线，它指示的调谐范围是 8.9 至 13.8 GHz。注意，对于给定的本振频率，分析仪所调谐到的两个频率之间相差 2 个中频。假设在测量低频段信号时输入端有一个低通滤波器，我们应该不会受到 1+ 频率范围内信号的干扰。

下面我们来研究谐波混频会使情况复杂到什么程度。由于谐波混频需要本振向混频器提供一个高电平驱动信号以实现有效的混频，同时混频器又是一个非线性器件，会产生本振信号的谐波，因此和基波混频一样，输入信号也可以和本振谐波混频，而任何频率等于中频的混频分量都将在屏幕上产生响应，换句话说，调谐（混频）方程这时变成：

其中， n = 本振谐波次数

(其余参数与前面讨论相同)

我们加上二次谐波混频（如图 1-3 ）来了解一下测量过程的复杂程度。与之前一样，先画出本振频率相对信号频率曲线，然后将本振频率乘以 2 得到图 7-3 中上方的虚线。如同基波混频一样，我们直接从本振的二次谐波曲线减去或加上中频（5.1 GHz）就能得到 2- 和 2+ 的调谐范围，由于这两个范围都没有与期望的 1− 调谐范围交叠，所以我们仍然可以认为它们并未真正使测量过程更复杂。

图 1-3. 在低频段、高中频时，“1-”频率范围内的信号产生唯一的、清晰的响应

换句话说，在 1− 调谐范围内的信号能够在分析仪屏幕上产生唯一的、清晰的响应。基波混频时所用的低通滤波器同样可以有效地消除谐波混频情况时产生的其他响应。情况对于高频段、低中频时则大不相同。和之前一样，先画出本振频率对信号频率曲线，再加上和减去中频，得到如图 1-4 所示的结果。注意这时 1- 和 1+ 两个调谐范围非常接近，事实上已经产生了重叠，这是由于中频的频率很低，目前情况下只有 322.5 MHz。

图 1-4. 在高频段、低中频时的基波混频调谐曲线

那么调谐范围之间如此近的间隔是否会使测量变得更复杂呢？回答是既肯定又否定。首先，系统每次只能校准一个调谐范围。此时，我们会选择 1− 调谐范围获得一个约为 3.5 GHz 的低频，于是就会和 3.6 GHz 低频段调谐范围的高端产生某些重叠，所以会在屏幕上看到什么效果呢？我们来看本振频率等于 5 GHz 的曲线图，发现有两个可能的频率会在显示的同一点上产生响应：4.7 和 5.3 GHz（取小数点后一位）。另一方面，如果从信号频率轴的 5.3 GHz 上观察，又会发现除了 5 GHz 本振频率处的 1+ 响应外，还会有 1− 响应。这种情况发生在当允许本振频率扫描高达 5.6 GHz（高于 5 GHz 两个中频）的时候。同样，当观察信号频率轴的 4.7 GHz 时，除了 5 GHz 本振频率处的 1− 响应外，还会看到本振频率 4.4 GHz（低于 5 GHz 两倍中频）的 1+ 响应。因此，对每个所需的 1− 调谐曲线上的响应，都会有另一个响应出现在比其频率低 2 个中频的位置上，这种成对出现的响应称为镜像响应。

使用这种混频解决方案有可能使不同频率的信号显示在同一点上，即在同一本振频率处产生响应。如图 1-4 所示，当本振频率为 5 GHz 时，频率为 4.7 GHz 和 5.3 GHz 的输入信号都能在中频处产生响应，这些信号的频率被称为镜像频率，它们之间也是相隔 2 倍中频。

很明显，我们需要某种措施来区分分析仪已校准的 1− 调谐曲线产生的响应和由 1+ 调谐曲线产生的响应。

不过在考察信号识别方法之前，我们先把谐波混频曲线扩展至 26.5 GHz，看看在信号识别过程中是否还有其他因素需要予以考虑。图 1-5 显示出直到本振四次谐波的调谐曲线。

图 1-5. 本振四次谐波的调谐曲线显示了对一个 13.6 GHz 输入信号的带内多重响应

观察图 1-5，我们发现了其他的复杂因素。频谱分析仪被设置为工作在几个不同的调谐频段，根据分析仪所调谐频率的不同，对特定的本振谐波，分析仪的显示频率被校准。例如，在 8.3 至 13.6 GHz 的输入频率范围内，频谱分析仪是在 2− 调谐曲线上经过校准，假设此时在输入端有一个频率为 13.6 GHz 的信号，随着本振的扫描，信号会与 3+、3-、2+ 和 2− 分别产生中频响应。当本振频率满足如下调谐方程时将出现所需的 2− 调谐曲线的响应：

同样也可以计算出 2+ 调谐曲线的响应发生在 fLO = 6.65 GHz 时，由此生成的显示像是 13.0 GHz 的信号产生的响应。

由 3+ 和 3− 调谐曲线响应所产生的显示信号被称作带内多重响应。由于它们出现在本振调谐为 4.63 GHz 和 4.43 GHz 时，它们会在屏幕上产生虚假响应，并且看起来像是 8.96 GHz 和 8.56 GHz 的真实信号。

其他一些情况会产生带外多重响应。例如，假设我们研究的是一个在 band 1 内的 5 GHz 信号，它在 15 GHz（band 3）有一个较大的三阶谐波，除了 5 GHz 信号在 1+ 和 1− 调谐曲线上产生的预期的成对响应外，同样还会得到 15 GHz 信号在 4+、4、3+ 和 3− 调谐曲线上产生的其他响应。由于这些响应分别出现在本振频率为 3.7 GHz、3.8 GHz、4.9 GHz 和 5.1 GHz 时，屏幕上显示的信号看起来像是输入频率为 3.4 GHz、3.5 GHz、4.6 GHz 和 4.8 GHz 的信号，如图 1-6 所示。

图 1-6. band 3 中的信号所导致的 band 1 内部的带外多重响应

多重响应通常是成对出现1，一个是“加上”混频分量，一个是“减去”混频分量。当我们在给定的调谐频带内使用正确的谐波混频阶数时，两个响应会相隔 2 倍 fIF。由于每对调谐曲线的斜率随谐波阶数 N 呈线性增长，所以其他谐波混频阶数引起的多个响应对的间隔为：

其中， Nc = 所需调谐频段的正确调谐阶数， NA = 多个响应对产生的实际调谐阶数

通常称为“镜像对”。此非精确术语，因为镜像实际是指频谱分析仪输入端两个或多个真实信号在相同的本振频率处产生的中频响应。数量可能因您的分析仪型号而有所不同。

X 系列频谱分析仪中的本振通过倍频生成了一个新的更高频本振，用于谐波混频。因此，本振谐波将高于其本应处在的频率2倍以上，多重响应的可能性也会显著减少。比较图 1-6 和图 1-7。

图 1-7. X 系列分析仪谐波频段，使用本振倍频

我们能否根据以上讨论得出谐波混频的频谱分析仪不实用？并非如此。在信号频率已知的情况下，因为知道分析仪能够根据自身校准的情况选择适当的混频模式，所以我们可以直接调谐至信号频率。在只有一个或两个信号的可控环境中，通常可以轻松地从镜像和多重响应中辨别真实信号。

然而，有许多时候我们无法确定涉及多少个信号或者它们的频率是多少。譬如当我们搜索未知的杂散信号、进行作为频率监测计划一部分的现场监控测试，或者执行用于检测器件多余辐射的 EMI 测试。所有这些情况，我们都很可能需要在潜在的拥挤频谱环境下寻找完全未知的信号，这时如果要对每个响应都完成某种形式的识别程序，那么测量时长将让人无法忍受。

幸运的是，有一种方法通过对信号的预先滤波处理可以从本质上消除镜像及多重响应，这种技术被称为预选。

预选

预选必须采用何种形式呢？返回去看图 1-4，假定有两个存在于分析仪输入端的信号 4.7 GHz 和 5.3 GHz，如果我们对其中的一个特别感兴趣，则可以利用带通滤波器让该信号进入分析仪而抑制另一个信号。然而，固定滤波器并不能消除多重响应，所以如果频谱比较密集，便仍然有可能出现混淆。也许更重要的是，固定滤波器对分析仪的灵活性带来限制。如果我们要进行宽带测试，则一定不希望连续不断地去改变带通滤波器。

图 1-8. 预选：跟踪预选器的带宽以虚线表示

解决方案是使用可调谐滤波器。它被设计成自动跟踪合适混频模式的频率。图1-8 表示出了这类预选器的效果。这里我们利用了超外差式频谱分析仪而不是实时分析仪这一事实，亦即分析仪一次只调谐到一个频率上。图 1-8 中的虚线表示跟踪预选器的带宽。虚线以外的信号则被抑制掉。

我们继续使用前面实例假定分析仪输入端存在 4.7 GHz 和 5.3 GHz 的信号，若设定 5 GHz 的中心频率以及 2 GHz 的扫宽，让我们来看看当频谱仪调谐在这个频率范围时会发生什么情况。当本振扫过 4.4 GHz（是本振可能在其 1+ 混频模式下与 4.7 GHz 输入信号相混频的频率）时，预选器被调谐到 4.1 GHz，因而抑制掉 4.7 GHz 信号。由于输入信号未达到混频器，故不产生混频，显示器上也不会出现响应。当本振扫过 5 GHz 时，预选器允许 4.7 GHz 信号到达混频器，在显示器上便能看到适当的响应。5.3 GHz 镜像信号被抑制，故不产生与来自 4.7 GHz 信号的混频分量相互作用并引起虚假显示的混频分量。最后，当本振扫过 5.6 GHz 时，预选器允许 5.3 GHz 信号到达混频器，从而能看到它被正常显示。在图 1-8 中可以看出，不同混频模式没有一处相交。所以，只要预选器带宽足够窄（典型情况下，从低频的 35 MHz 到高频的 80 MHz），便能消除所有镜像响应和多重响应。

使用“消除”这个词，可能有些过于肯定。预选器并不具有无限大的抑制能力，它往往是处在 70 至 80 dB 范围。所以，如果我们要在信号电平很高的情况下寻找低电平信号，那么，看到的很可能是高电平信号的低电平镜像或是多重响应。然而，低频段的情况又如何呢？大多数跟踪预选器都使用 YIG 技术，而 YIG 滤波器不能很好地工作在低频上。所幸的是，有一种简单的解决方案。图 1-3 表明，其它的混频模式都不会与低频段高中频情况下的 1− 混频模式相重叠，因此，一个简单的低通滤波器对镜像响应和多重响应两者都能削弱。图 1-9 显示了典型微波频谱分析仪的输入结构。

图 1-9. 带有预选的典型频谱分析仪前端结构

幅度校准

到目前为止，我们已经认识到谐波混频频谱分析仪是如何对多种不同的输入频率产生响应的，那么幅度的情况又如何呢？

混频器的变频损耗随谐波阶数而变，当谐波数增多时，损耗也增大。这意味着，等幅信号如果混入不同的混频模式在显示器上将显示出不同电平。因此，为了保持幅度校准，必须采取一定的措施。在是德科技频谱分析仪中，中频增益是可变的。本振谐波较高时，变频损耗增加引起灵敏度降低，就好像我们增大了输入衰减器的衰减量。又由于中频增益的变化是发生在变频损耗之后，故增益变化反映在显示噪声电平的相应变化上。所以，就像对基波混频那样，我们可以通过记录下显示平均噪声电平值来确定频谱仪在谐波混频范围内的灵敏度。

在一些老式频谱仪中，每一个谐波频段的显示平均噪声电平的变化非常明显。新型是德科技频谱分析仪采用一种双平衡、图像增强的谐波混频器，使谐波数增多造成的变频损耗的增量减到最小。因此，DANL“阶梯式”步进效果的情况已被较高频率处的缓慢坡度所取代，如图 1-10 所示。

图 1-10. 本底噪声的增加表明随着本振谐波的改变灵敏度发生变化

相位噪声

在第 2 章中，我们已经指出，分析仪本振的不稳定性表现为信号周围的相位噪声在显示上要比本底噪声高得多。我们还指出，这种相位噪声可能限制我们测量非常接近且幅度不同的信号的能力。相位噪声的大小用来指示本振的角偏或频偏。当本振的一个谐波用在混频过程中，相位噪声又会发生什么情况呢？相对基波混频，相位噪声（以 dB 为单位）增加了：

20 log(N),

其中 N = 本振的谐波次数

例如，假定本振基波具有 10 Hz 的峰峰值频偏。则二次谐波具有 20 Hz 的峰峰值频偏，三次谐波为 30 Hz 等等。由于相位噪声指示本振内部信号（在这种情况下为噪声）产生的调制，本振频偏越大相位噪声的幅度越高。当调制度很小时（就像现在的情况），调制边带的幅度与载波（本振）的频偏成正比。

如果频偏加倍，则边带电平电压也必然加倍，亦即增大了 6 dB 或 20 log(2)。所以，当使用本振较高的谐波混频时，分析仪测量非常接近且幅度不同的信号的能力将下降。图 1-11 显示了一个 5 GHz 基波混频信号和一个 4 次谐波（20 GHz）混频信号的相位噪声的差异。

图 1-11. 基波混频和 4 次谐波混频的相位噪声电平

改善的动态范围

如果所研究的信号间有足够的频率间隔，那么预选器能够改善动态范围。第 6 章对动态范围的讨论中曾假定在混频器上总是并存着大信号和小信号，而且它们的幅度在测量过程中不发生变化。但是，如我们所见，如果信号频率相隔足够远，预选器能够让一个信号到达混频器而抑制其他信号。例如，如果我们测量微波振荡器的谐波，则当分析仪调谐到其中一个谐波上时，预选器就对基波进行抑制。

现在，我们来考察一个 3 GHz 振荡器的二次谐波测试的动态范围。采用第 6 章的例子，仍然假设混频器上 -40 dBm 的信号产生了一个 -75 dBc 的二次谐波分量。从前面的讨论中我们还知道，混频器上的基波电平每变化 1 dB，测量范围也会变化 1 dB。图 1-12 显示了二次谐波的失真曲线。对于这个实例，我们假设从振荡器获得大量功率并设置输入衰减器，从而使测量振荡器基波时混频器上的电平为 -10 dBm，低于 1 dB 压缩点。

图 1-12. 二次谐波失真曲线

从图中曲线可以看出，混频器上的-10 dBm 信号将产生 -45 dBc 的二次谐波失真分量。现在，我们将分析仪调谐到二次谐波 6 GHz 上。如果预选器具有 70 dB 的抑制能力，则混频器上的基波将降低到 -80 dBm。图 1-12 表明，当混频器上的信号为 -80 dBm 时，内部产生的失真是 -115 dBc，这意味着比 -80 dBm 的新基波电平低 115 dB。这使谐波的绝对电平为 -195 dBm。所调谐的基波与所调谐的内部生成的二次谐波之间相差 185 dB！

显然，对谐波失真而言，动态范围在低电平（谐波）端仅受分析仪本底噪声（灵敏度）的限制。那么在高电平端的情况又如何呢？当测量振荡器基波时，我们必须限制混频器上的功率，以获得准确的电平读数。可以用内部或外部衰减将混频器上的基波电平限制在略小于1 dB压缩点处。不过，由于调谐到二次谐波时预选器对基波的衰减很大，故若需要更高的灵敏度来测量谐波，可以减小一些衰减量。所以预选器上的 +20 dBm 基波电平不会影响测量谐波的能力。

三阶互调测量动态范围的改善取决于测试音的频率间隔与预选器带宽的关系。前面已提及，预选器的典型带宽在低频端大约为 35 MHz，在高频端为 80 MHz。

作为一个保守的例子，我们使用典型的 YIG 预选滤波器在 3 dB 点以外每倍频程带宽频响跌落 18 dB。所以，为了确定动态范围的改善，必须确定每个基音被衰减的程度以及它对内部所产生失真的影响。根据三阶互调失真的表达式，有：

观察这两个表达式，可以看出，低频失真分量（2ω1 – ω2）的幅度随 V1 的平方而变化，随 V2 呈线性变化。另一方面，高频失真分量（2ω2 – ω1）的幅度则随 V1 呈线性变化，随 V2 的平方而变化。然而，对于不同频率和间隔的信号，预选器对两个基音的衰减是不同的。

图 1-13. 改善的三阶互调失真；相对预选器带宽，测试音间隔较远

考虑图 1-13 所示的情况，分析仪被调谐到较低的失真分量，且两个基音相隔为预选器带宽的一半。此时，较低频率的测试音位于预选器通带的边缘且衰减量为 3 dB；较高频率的测试音位于低频失真分量之上，比其高出一个等于预选器带宽的范围，衰减量约为 21 dB。由于我们调谐到低频失真分量，故在这个频率上产生的内部失真相对于 V1（2 x 3 dB = 6 dB）的衰减降低了 2 倍，而且几乎与 V2（21 dB）的衰减速度一样快。动态范围的改善量总共为 6 dB + 21 dB，即 27 dB。与二次谐波失真的情况一样，还必须考虑分析仪的本底噪声。对于靠得很近的测试音，使用预选器没有什么改善，在确定动态范围时就如同没有使用预选器一样。

我们以前文章中对动态范围的讨论也适用于低通滤波的低频段。唯一的例外发生在低频带信号的某个谐波落在预选范围内时。例如，如果要测量一个 2.5 GHz 基波的二次谐波，当调谐至 5 GHz 谐波时，使用预选器可以带来好处。

预选的优缺点

我们已看到预选的优点有：分析仪的工作较简单、无杂波显示、改善的动态范围和宽扫宽。不过，相比无预选的分析仪，它也有一些缺点。

首先，预选器有插入损耗，典型值为 6 至 8 dB。这个损耗出现在第一级增益之前，因此，系统灵敏度会恶化相应的数值。此外，当预选器被直接连到混频器时，预选器的失配与输入混频器的失配的交互作用会引起频率响应的恶化。

必须采用合适的校准技术来补偿这种纹波。另一种使这种交互作用最小化的方法是在预选器和混频器之间插入一个匹配适配器（固定衰减器）或隔离器，这时灵敏度将降低匹配适配器或隔离器的相应数值。

某些频谱分析仪的结构无需使用匹配适配器或隔离器。随着预选器与混频器之间电长度的增大，对于给定的输入频率变化，反射信号和二次反射信号的相位变化速率变得更快，其结果是平坦度会受到更大的波动。PSA 系列分析仪中包括的二极管混频器已成为预选器/混频器组件中的组成部分。在这类组件中，预选器和混频器之间的电长度最小。因此，这种结构消除了频率响应的波动现象，并且由于去除了匹配适配器或隔离器而提高了灵敏度。

即使不考虑预选器与混频器的交互作用，预选器也会在某种程度上造成频率响应的衰减。

预选器的滤波器通带不会是完全平坦的，总会带有某种程度的波动。在大多数配置中，预选器和本地振荡器的调谐电压都来自同一信号源，但没有反馈机制来确保预选器精确地跟踪分析仪的调谐。导致后调谐频移的另一个源头是预选器电路中的电流流动造成的自加热。预选器通带的中心频率将取决于自身温度及其变化率，而这些又由预选器调谐的历史过程决定。因此，要获得最好的平坦度，需要将预选器的中心置于每个信号上。该功能一般嵌入在频谱分析仪的固化软件中，可以在手动测量中通过前面板按键来选择，或者自动测试系统中由编程实现。当校准功能被激活时，预选器调节使调谐 DAC 将预选器通带中心置于信号上。大多数微波分析仪的频率响应技术指标只适用于预选器中心对齐后，而在进行微波信号的幅度测量之前先执行此项功能（以减轻后调谐偏移的影响）通常是最佳的做法。

在讨论扫描时间时，我们发现分析仪（例如 X 系列频谱分析仪/信号分析仪）会在选择较窄分辨率带宽时应用 FFT。因为本振在每个 FF T 中是步进和固定的，所以预选器也必须步进和固定。由于预选器要花费几微秒来调谐并稳定，扫描时间相对于低频段类似设置会延长。为了使步进的数量最小化，X 系列频谱分析仪/信号分析仪可以让您选择每个步进的宽度。（详细信息请参阅特定分析仪的操作手册。）如果您的分析仪配有选件 MPB，您可以旁路这个预选器，以去除它对扫描时间的影响。然而，您务必要确保您的信号中没有引起混淆的镜像或多重响应。

外部谐波混频

我们已经讨论了如何在信号分析仪内部将其调谐到更高的频率。对于内部谐波混频，X 系列信号分析仪使用二次谐波（N=2–）调谐到 17.1 GHz，使用二 次谐波（N=2–）在本振倍频的条件下调谐至 26.5 GHz。可是，如果要测量超过信号分析仪频率上限的频率，该怎么办呢？有些分析仪提供旁路其输入衰减器、预选器和第一混频器，使用作为分析仪前端的外部混频器进行高频测量的能力。对于外部混频器，我们可以利用第一本振的更高次谐波。在某些情况下，第一本振频率在发送到外部混频器之前会倍频。较高的基波本振频率可以产生较低的混频器变频损耗。通常，支持外部混频的频谱分析仪在其前面板处会有两个额外的连接器。早期的分析仪具有两个连接器。LO OUT 端口将分析仪内部的第一本振信号送至外部混频器，外部混频器用高次谐波与高频信号混频。

外部混频器的中频输出连接至分析仪的 IF IN 端口。最新款的分析仪只有一个前面板端口，这种设计是可行的，因为分析仪可以提供 3 至 14 GHz 的本振频率，而外部混频器为分析仪提供了 322.5 MHz 中频输出频率。因为本振信号和中频信号之间的频率差较大，这两种信号可以存在于连接分析仪与混频器的同一根同轴互连电缆上。只要外部混频器使用与频谱分析仪相同的中频频率，信号就能像来自内部第一混频器的信号一样，在内部被处理并显示出来。图 1-14 举例说明了频谱分析仪联合使用一个外部混频器的结构图。

图 1-14. 频谱分析仪和外部混频器结构图

表 7-1 显示了 X 系列频谱分析仪在不同的毫米波段采用的谐波混频模式，例如Keysight M1970 系列和早期的 11970 系列外部混频器。为了获得易用性和较低的变频成本，M1970 系列混频器提供一个 USB 连接，可用于自动识别混频器的型号和序列号，通过执行本振调整来优化性能，并将混频器的变频损耗表下载到分析仪的存储器中。如果已知其他厂商混频器的变频损耗及频率，您也可以使用它。其他厂商制造的某些外部混频器需要一个偏置电流将混频器的二极管设置到合适的工作点。X 系列频谱分析仪能够通过前面板上的外部混频器端口提供高达 ± 10 mA 的直流电流，从而提供上述偏置，并且保持测量设置尽可能简单。